A TL494 MŰKÖDÉSI ELVE
AUTÓMŰ FESZÜLTSÉGÁTALAKÍTÓK PÉLDÁJÁN
A TL494 lényegében egy legendás chip a kapcsolóüzemű tápegységekhez. Vannak persze, akik azzal érvelnek, hogy vannak újabb, fejlettebb PWM vezérlők, és mi értelme van ezzel a szeméttel vacakolni. Személy szerint erre csak egy dolgot tudok mondani - Lev Tolsztoj általában kézzel írt és ahogy írt! De a Word kétezertizenhárom jelenléte a számítógépen még csak nem is ösztönzött senkit arra, hogy legalább egy normális történetet írjon. Nos, oké, akit érdekel, az nézzen tovább, aki nem - minden jót!
Azonnal le akarok foglalni - a Texas Instruments által gyártott TL494-ről lesz szó. A tény az, hogy ennek a vezérlőnek rengeteg analógja van, amelyeket különböző gyárak gyártanak, és bár szerkezeti diagramjuk NAGYON hasonló, mégsem pontosan ugyanazok a mikroáramkörök - még a különböző mikroáramkörök hibaerősítői is eltérő erősítéssel rendelkeznek ugyanazzal a passzívval. vezetékezés . Tehát csere után MINDENKÉPP ellenőrizze még egyszer a javítandó táp paramétereit – erre a gereblyére személyesen léptem rá.
Nos, ez egy mondás volt, de itt kezdődik a mese. Itt van egy blokkdiagram a TL494-ről, csak a Texas Instruments-től. Ha jól megnézzük, nincs benne akkora töltelék, azonban éppen ez a funkcionális egységek kombinációja tette lehetővé, hogy olcsó áron óriási népszerűségre tegyen szert ez a vezérlő.
A mikroáramkörök mind a hagyományos DIP-csomagokban, mind a felületre szerelhető síkokban készülnek. A kivezetés mindkét esetben hasonló. Személy szerint a vakságom miatt szívesebben dolgozom a régi módon - közönséges ellenállások, DIP-csomagok stb.
A hetedik és tizenkettedik érintkező tápfeszültséggel van ellátva, a hetedik a MÍNUSZ, vagyis az ÁLTALÁNOS, a tizenkettedik pedig a PLUSZ. A tápfeszültség tartománya meglehetősen nagy - öt és negyven volt között. Az egyértelműség kedvéért a mikroáramkör passzív elemekkel van összekötve, amelyek beállítják az üzemmódját. Nos, hogy mire való, az a mikroáramkör elindításakor derül ki. Igen, igen, pontosan az indítás, mivel a mikroáramkör nem kezd el azonnal működni, amikor a tápfeszültséget bekapcsolja. Nos, először a dolgok.
Tehát a tápfeszültség csatlakoztatásakor a feszültség természetesen nem jelenik meg azonnal a TL494 tizenkettedik érintkezőjén - a teljesítményszűrő kondenzátorainak feltöltése egy ideig tart, és a valódi áramforrás teljesítménye természetesen nem végtelen. Igen, ez a folyamat meglehetősen röpke, de még mindig létezik - a tápfeszültség egy idő alatt nulláról a névleges értékre nő. Tegyük fel, hogy a névleges tápfeszültségünk 15 volt, és ezt a vezérlőkártyára tápláltuk.
A DA6 stabilizátor kimenetén lévő feszültség majdnem megegyezik a teljes mikroáramkör tápfeszültségével, amíg a fő teljesítmény el nem éri a stabilizáló feszültséget. Amíg 3,5 volt alatt van, addig a DA7 komparátor kimenete logikai egyszintű lesz, mivel ez a komparátor figyeli a belső referencia tápfeszültség értékét. Ez a logikai egység a DD1 VAGY logikai elemhez kerül. A VAGY logikai elem működési elve az, hogy ha legalább az egyik bemenete rendelkezik logikaival, akkor a kimenet egy lesz, azaz. ha van egy az első bemeneten VAGY a másodikon, VAGY a harmadikon VAGY a negyediken, akkor a DD1 kimenete egy lesz, és nem számít, hogy mi lesz a többi bemeneten. Így, ha a tápfeszültség 3,5 V alatt van, a DA7 blokkolja az órajel további áthaladását, és semmi sem történik a mikroáramkör kimenetein - nincsenek vezérlőimpulzusok.
Azonban amint a tápfeszültség meghaladja a 3,5 voltot, az invertáló bemenet feszültsége nagyobb lesz, mint a nem invertáló bemeneten, és a komparátor a kimeneti feszültségét logikai nullára változtatja, ezáltal megszűnik az első blokkoló fokozat.
A második blokkoló fokozatot a DA5 komparátor vezérli, amely a tápfeszültség értékét, azaz az 5 voltos értékét figyeli, mivel a DA6 belső stabilizátor nem tud nagyobb feszültséget előállítani, mint a bemenetén. Amint a tápfeszültség meghaladja az 5 voltot, a DA5 invertáló bemeneten nagyobb lesz, mivel a nem invertáló bemeneten a VDin5 zener-dióda stabilizáló feszültsége korlátozza. A DA5 komparátor kimenetén a feszültség egyenlő lesz a logikai nullával, és amikor eléri a DD1 bemenetét, a második blokkoló fokozat megszűnik.
Az 5 voltos belső referenciafeszültséget a mikroáramkör belsejében is használják, és azon kívül a 14-es érintkezőn keresztül adják ki. A belső használat garantálja a DA3 és DA4 belső komparátorok stabil működését, mivel ezek a komparátorok a generált fűrészfog feszültség nagysága alapján állítanak elő vezérlőimpulzusokat. a G1 generátor által.
Jobb itt sorrendben. A mikroáramkör egy fűrészgenerátort tartalmaz, amelynek frekvenciája a C3 időzítő kondenzátortól és az R13 ellenállástól függ. Ezenkívül az R13 közvetlenül nem vesz részt a fűrész kialakításában, hanem az áramgenerátor szabályozó elemeként szolgál, amely feltölti a C3 kondenzátort. Így az R13 névleges értékének csökkentésével a töltőáram növekszik, a kondenzátor gyorsabban töltődik, és ennek megfelelően az órajel frekvenciája nő, és a generált fűrész amplitúdója megmarad.
Ezután a fűrész a DA3 komparátor invertáló bemenetére megy. A nem invertáló bemeneten 0,12 V referenciafeszültség van. Ez pontosan megfelel az impulzus teljes időtartamának öt százalékának. Más szóval, frekvenciától függetlenül a DA3 komparátor kimenetén a teljes vezérlőimpulzus időtartamának pontosan öt százalékára megjelenik egy logikai egység, ezáltal blokkolja a DD1 elemet, és szünetet biztosít a kimenet tranzisztorainak kapcsolása között. a mikroáramkör szakasza. Ez nem teljesen kényelmes - ha a frekvencia működés közben változik, akkor a szünetidőt figyelembe kell venni a maximális frekvenciánál, mert a szünetidő minimális lesz. Ez a probléma azonban meglehetősen egyszerűen megoldható, ha a 0,12 voltos referenciafeszültség értékét növeljük, és a szünetek időtartama ennek megfelelően nő. Ez megtehető egy feszültségosztó összeszerelésével ellenállások segítségével, vagy olyan diódával, amely alacsony feszültségeséssel rendelkezik a csomóponton.
Ezenkívül a generátor fűrésze a DA4 komparátorhoz megy, amely összehasonlítja az értékét a DA1 és DA2 hibaerősítői által generált feszültséggel. Ha a hibaerősítő feszültségértéke a fűrészfog feszültség amplitúdója alatt van, akkor a vezérlő impulzusok változás nélkül továbbadnak a meghajtónak, de ha a hibaerősítők kimenetein van némi feszültség és az nagyobb, mint a minimális érték, ill. kisebb, mint a maximális fűrészfog feszültség, majd amikor a fűrészfog feszültség eléri az erősítő hibáiból származó feszültségszintet, a DA4 komparátor logikai egy szintet generál, és kikapcsolja a DD1-re menő vezérlő impulzust.
A DD1 után van egy DD2 inverter, amely éleket generál az élekkel működő D-flip-flop DD3 számára. A trigger pedig az órajelet kettéosztja és felváltva lehetővé teszi az ÉS elemek működését Az ÉS elemek működésének lényege, hogy az elem kimenetén csak abban az esetben jelenik meg logikai, ha van egy logikai az egyik bemenetén ÉS egy logikai is lesz a többi bemeneten van egy logikai egység. Ezeknek az ÉS logikai elemeknek a második érintkezői egymáshoz vannak kötve, és a tizenharmadik érintkezőre adják ki a kimenetet, amely külsőleg lehetővé teszi a mikroáramkör működését.
A DD4, DD5 után van egy OR-NOT elempár. Ez a már ismert VAGY elem, csak a kimeneti feszültsége van invertálva, pl. Nem igaz. Vagyis ha egy elemnek legalább az egyik bemenete tartalmaz logikait, akkor a kimenete NEM az lesz, azaz. nulla. És ahhoz, hogy egy logikai egyes jelenjen meg egy elem kimenetén, annak mindkét bemenetén jelen kell lennie egy logikai nullának.
A DD6 és DD7 elemek második bemenetei közvetlenül a DD1 kimenetre csatlakoznak, amely blokkolja az elemeket mindaddig, amíg a DD1 kimeneten van egy logikai bemenet.
A DD6 és DD7 kimenetekről vezérlőimpulzusok jutnak el a PWM vezérlő kimeneti fokozatának tranzisztorainak alapjaihoz. Ezenkívül maga a mikroáramkör csak alapokat használ, a kollektorok és az emitterek pedig a mikroáramkörön kívül találhatók, és a felhasználó saját belátása szerint használhatja. Például, ha az emittereket egy közös vezetékre csatlakoztatjuk, és a hozzáillő transzformátor tekercseit a kollektorokhoz csatlakoztatjuk, közvetlenül vezérelhetjük a teljesítménytranzisztorokat a mikroáramkörrel.
Ha a kimeneti tranzisztorok kollektorai a tápfeszültségre vannak csatlakoztatva, és az emitterek ellenállásokkal vannak terhelve, akkor vezérlőimpulzusokat kapunk a teljesítménytranzisztorok kapuinak közvetlen vezérléséhez, amelyek természetesen nem túl erősek - a kollektor árama A kimeneti tranzisztorok áramerőssége nem haladhatja meg a 250 mA-t.
A TL494-et egyvégű konverterek vezérlésére is használhatjuk, ha a tranzisztorok kollektorait és emittereit összekötjük egymással. Ezzel az áramkörrel impulzusstabilizátorokat is építhet - a rögzített szünetidő megakadályozza az induktivitás mágnesesedését, és többcsatornás stabilizátorként is használható.
Most néhány szó a kapcsolási rajzról és a TL494 PWM vezérlő bekötéséről. A nagyobb érthetőség kedvéért vegyünk néhány diagramot az internetről, és próbáljuk megérteni őket.
GÉPJÁRMŰ FESZÜLTSÉGÁTALAKÍTÓK ÁBRÁJA
TL494 HASZNÁLATA
Először is nézzük meg az autókonvertereket. A diagramokat úgy vesszük, ahogy VAN, így a magyarázatok mellett megengedem, hogy kiemeljen néhány árnyalatot, amit én másként csináltam volna.
Tehát az 1-es számú séma. Az autóipari feszültségátalakító stabilizált kimeneti feszültséggel rendelkezik, és a stabilizálás közvetett módon történik - nem az átalakító kimeneti feszültségét, hanem a kiegészítő tekercs feszültségét vezérlik. Természetesen a transzformátor kimeneti feszültségei össze vannak kötve, így az egyik tekercs terhelésének növekedése nemcsak azon, hanem az összes tekercsen is feszültségesést okoz, amelyek ugyanazon a magon vannak feltekerve. A kiegészítő tekercs feszültségét egy diódahíd egyenirányítja, áthalad az R20 ellenállás csillapítóján, a C5 kondenzátor simítja, és az R21 ellenálláson keresztül eléri a mikroáramkör első lábát. Idézzük fel a blokkdiagramot, és nézzük meg, hogy az első kimenet a hibaerősítő nem invertáló bemenete. A második érintkező egy invertáló bemenet, amelyen keresztül a hibaerősítő kimenetéről (3. érintkező) negatív visszacsatolás érkezik az R2 ellenálláson keresztül. Általában ezzel az ellenállással párhuzamosan egy 10...47 nanofarados kondenzátort helyeznek el - ez némileg lelassítja a hibaerősítő válaszsebességét, ugyanakkor jelentősen megnöveli működésének stabilitását és teljesen kiküszöböli a túllövés hatását.
A túllövés a vezérlő túl erős reakciója a terhelés változásaira és az oszcillációs folyamat valószínűségére. Visszatérünk ehhez a hatáshoz, ha teljesen megértjük az áramkörben zajló összes folyamatot, tehát visszatérünk a 2. érintkezőhöz, amely a 14-es érintkezőtől van előfeszítve, ami a belső stabilizátor kimenete 5 volton. Ez a hibaerősítő pontosabb működése érdekében történt - az erősítő egypólusú tápfeszültséggel rendelkezik, és meglehetősen nehéz nullához közeli feszültségekkel dolgozni. Ezért ilyen esetekben további feszültségek generálódnak, hogy az erősítőt működési módokba kapcsolják.
Többek között 5 voltos stabilizált feszültséget használnak a „lágy” indítás kialakítására - a C1 kondenzátoron keresztül a mikroáramkör 4-es érintkezőjére táplálják. Hadd emlékeztesselek arra, hogy a vezérlőimpulzusok közötti szünet az ezen a tűn lévő feszültségtől függ. Ebből nem nehéz arra következtetni, hogy miközben a C1 kondenzátor lemerül, a szünetidő olyan hosszú lesz, hogy meghaladja maguknak a vezérlőimpulzusoknak az időtartamát. Azonban ahogy a kondenzátor töltődik, a negyedik kapocs feszültsége csökkenni kezd, csökkentve a szünet idejét. A vezérlő impulzusok időtartama növekedni kezd, amíg el nem éri az 5%-os értékét. Ez az áramköri megoldás lehetővé teszi a teljesítménytranzisztorokon áthaladó áram korlátozását a szekunder teljesítménykondenzátorok töltése közben, és kiküszöböli a teljesítményfokozat túlterhelését, mivel a kimeneti feszültség effektív értéke fokozatosan növekszik.
A mikroáramkör nyolcadik és tizenegyedik érintkezője a tápfeszültségre van kötve, ezért a kimeneti fokozat emitterkövetőként működik, és így is van - a kilencedik és a tizedik érintkező az R6 és R7 áramkorlátozó ellenállásokon keresztül az R8 és R9 ellenállásokhoz csatlakozik. , valamint a VT1 és VT2 alapokhoz. Így a vezérlő kimeneti fokozata megerősödik - a teljesítménytranzisztorok nyitása az R6 és R7 ellenállásokon keresztül történik, amelyekkel sorba vannak kötve a VD2 és VD3 diódák, de a sokkal több energiát igénylő zárás történik. VT1 és VT2, emitterkövetőként csatlakoztatva, de nagy áramot biztosító pont akkor lép fel, amikor a kapukon nulla feszültség keletkezik.
Ezután mindkét karban 4 teljesítménytranzisztor van, párhuzamosan kapcsolva, hogy nagyobb áramot kapjunk. Őszintén szólva, ezeknek a tranzisztoroknak a használata némi zavart okoz. Valószínűleg a rendszer szerzője egyszerűen raktáron tartotta őket, és úgy döntött, hogy hozzáadja őket. Az tény, hogy az IRF540 maximális áramerőssége 23 amper, a kapukban tárolt energia 65 nano Coulomb, a legnépszerűbb IRFZ44 tranzisztorok maximális áramerőssége pedig 49 amper, míg a kapu energiája 63 nano Coulomb. Más szóval, két pár IRFZ44 használatával kismértékben növeljük a maximális áramerősséget és kétszeresére csökkentjük a terhelést a mikroáramkör kimeneti fokozatán, ami csak növeli ennek a kialakításnak a megbízhatóságát a paraméterek tekintetében. És senki sem törölte a „Kevesebb alkatrész – nagyobb megbízhatóság” formulát.
Természetesen a teljesítménytranzisztoroknak ugyanabból a kötegből kell származniuk, mivel ebben az esetben csökken a paraméterek terjedése a párhuzamosan kapcsolt tranzisztorok között. Ideális esetben természetesen jobb a tranzisztorokat az erősítésük alapján kiválasztani, de ez nem mindig lehetséges, de minden esetben ugyanabból a tételből kell tranzisztorokat vásárolni.
A teljesítménytranzisztorokkal párhuzamosan sorba kapcsolt R18, R22 ellenállások és C3, C12 kondenzátorok találhatók. Ezek olyan csillapítók, amelyek az önindukciós impulzusok elnyomására szolgálnak, amelyek elkerülhetetlenül akkor keletkeznek, ha téglalap alakú impulzusokat alkalmaznak egy induktív terhelésre. Ezenkívül a helyzetet súlyosbítja az impulzusszélesség-moduláció. Itt érdemes részletesebben foglalkozni.
Amíg a teljesítménytranzisztor nyitva van, áram folyik át a tekercsen, és az áram folyamatosan növekszik, és növeli a mágneses mezőt, amelynek energiája a szekunder tekercsbe kerül. De amint a tranzisztor bezárul, az áram leáll a tekercsen keresztül, és a mágneses mező összeomlik, ami fordított polaritású feszültséget okoz. A meglévő feszültséghez hozzáadva egy rövid impulzus jelenik meg, melynek amplitúdója meghaladhatja az eredetileg alkalmazott feszültséget. Ez áramlökést okoz, az önindukció által indukált feszültség polaritásának ismételt változását okozza, és most az önindukció csökkenti a rendelkezésre álló feszültség mennyiségét, és amint az áram csökken, az önindukció polaritása az indukciós impulzus ismét megváltozik. Ez a folyamat csillapított, de az önindukciós áramok és feszültségek nagysága egyenesen arányos a transzformátor teljes teljesítményével.
Ezen kilengések eredményeként a tápkapcsoló zárásának pillanatában a transzformátor tekercsén ütési folyamatok figyelhetők meg, és ezek elnyomására csillapítókat használnak - az ellenállás ellenállását és a kondenzátor kapacitását úgy választják meg, hogy a kondenzátor feltöltése pontosan ugyanannyi időt vesz igénybe, mint amennyi az önindukciós impulzustranszformátor polaritásának megváltoztatásához szükséges.
Miért kell harcolni ezekkel az impulzusokkal? Minden nagyon egyszerű – a modern teljesítménytranzisztorokba diódák vannak beépítve, és az esési feszültségük sokkal nagyobb, mint egy nyitott mező kapcsoló ellenállása, és a diódák nehezen kezdik el oltani a teljesítménybuszok önindukciós kibocsátását. önmagukon keresztül, és főleg a teljesítménytranzisztorok háza nem azért melegszik fel, mert A tranzisztorok átmeneti kristályai melegszenek fel, hanem a belső diódák. Ha eltávolítja a diódákat, akkor a fordított feszültség szó szerint megöli a teljesítménytranzisztort az első impulzusnál.
Ha a konverter nincs felszerelve PWM-stabilizálással, akkor az öninduktív fecsegés ideje viszonylag rövid - hamarosan kinyílik a második kar teljesítménytranzisztorja, és az önindukciót elfojtja a nyitott tranzisztor alacsony ellenállása.
Ha azonban a konverter rendelkezik a kimeneti feszültség PWM vezérlésével, akkor a teljesítménytranzisztorok nyitása közötti szünetek meglehetősen hosszúak lesznek, és természetesen jelentősen megnő az öninduktív fecsegés ideje, növelve a tranzisztorok belsejében lévő diódák felmelegedését. Ez az oka annak, hogy stabilizált tápegységek létrehozásakor nem ajánlott 25%-nál nagyobb kimeneti feszültségtartalékot biztosítani - a szünetidő túl hosszú lesz, és ez a végfok hőmérsékletének indokolatlan növekedését okozza, még snubbers jelenléte.
Ugyanezen okból a gyári autós teljesítményerősítők túlnyomó többsége nem rendelkezik stabilizálással, még akkor sem, ha TL494-et használnak vezérlőként - megspórolják a feszültségátalakító hűtőbordájának területét.
Nos, most, hogy a fő összetevőket figyelembe vettük, nézzük meg, hogyan működik a PWM stabilizálás. Kimenetünk bipoláris feszültsége ±60 volt. A korábban elmondottakból világossá válik, hogy a transzformátor szekunder tekercsét úgy kell megtervezni, hogy 60 V plusz 25% százalékot adjon le, pl. 60 plusz 15 egyenlő 75 volttal. A 60 voltos effektív érték eléréséhez azonban egy félhullám, vagy inkább egy konverziós periódus időtartamának 25%-kal rövidebbnek kell lennie a névleges értéknél. Ne felejtsük el, hogy a kapcsolások közötti szünetidő minden esetben zavarja, ezért a szünetformáló által bevezetett 5% automatikusan leáll, és a vezérlő impulzusunkat csökkenteni kell a fennmaradó 20%-kal.
Ezt az átalakítási periódusok közötti szünetet a szekunder tápszűrő induktorában felhalmozott mágneses energia és a kondenzátorokban felgyülemlett töltés kompenzálja. Igaz, elektrolitokat nem tennék a fojtó elé, de mint minden más kondenzátor - jobb a fojtás után kondenzátorokat beépíteni, és természetesen az elektrolitok mellé fóliát is - jobban elnyomják az impulzus túlfeszültségeket és az interferenciát .
A kimeneti feszültség stabilizálása a következőképpen történik. Míg nincs terhelés, vagy nagyon kicsi, a C8-C11 kondenzátorok szinte nem fogyasztanak energiát, helyreállítása nem igényel sok energiát, és a szekunder tekercs kimeneti feszültségének amplitúdója meglehetősen nagy lesz. Ennek megfelelően a kiegészítő tekercs kimeneti feszültségének amplitúdója nagy lesz. Ez növeli a feszültséget a vezérlő első kimenetén, ami viszont a hibaerősítő kimeneti feszültségének növekedéséhez vezet, és a vezérlő impulzusok időtartama olyan értékre csökken, hogy egyensúly az elfogyasztott teljesítmény és a teljesítménytranszformátornak szolgáltatott teljesítmény között.
Amint a fogyasztás növekedni kezd, a kiegészítő tekercs feszültsége csökken, és a hibaerősítő kimenetén a feszültség természetesen csökken. Ez a vezérlő impulzusok időtartamának növekedését és a transzformátorhoz szállított energia növekedését okozza. Az impulzus időtartama addig növekszik, amíg az elfogyasztott és a kimenő energia közötti egyensúly újra létrejön. Ha a terhelés csökken, akkor ismét kiegyensúlyozatlanság lép fel, és a vezérlő kénytelen lesz csökkenteni a vezérlőimpulzusok időtartamát.
Ha a visszacsatolási értékek rosszul vannak kiválasztva, túllövés hatás léphet fel. Ez nem csak a TL494-re vonatkozik, hanem minden feszültségstabilizátorra is. A TL494 esetében a túllövés hatás általában olyan esetekben jelentkezik, amikor nincs visszacsatoló hurok, amely lassítja a választ. Természetesen nem szabad túlságosan lelassítani a reakciót - a stabilizációs együttható megsérülhet, de a túl gyors reakció nem előnyös. Ez pedig a következőképpen nyilvánul meg. Tegyük fel, hogy a terhelésünk nőtt, a feszültség csökkenni kezd, a PWM vezérlő megpróbálja visszaállítani az egyensúlyt, de túl gyorsan teszi, és nem arányosan, hanem sokkal erősebben növeli a vezérlő impulzusok időtartamát. Ebben az esetben az effektív feszültség értéke meredeken növekszik. Természetesen most a vezérlő látja, hogy a feszültség magasabb, mint a stabilizáló feszültség, és élesen csökkenti az impulzus időtartamát, megpróbálva kiegyensúlyozni a kimeneti feszültséget és a referenciaértéket. Az impulzus időtartama azonban rövidebb lett a kelleténél, és a kimeneti feszültség sokkal kisebb lesz a szükségesnél. A vezérlő ismét megnöveli az impulzusok időtartamát, de ismét túlzásba vitte - a feszültség többnek bizonyult a szükségesnél, és nincs más választása, mint csökkenteni az impulzusok időtartamát.
Így az átalakító kimenetén nem stabilizált feszültség jön létre, hanem a beállított 20-40%-ával ingadozik, mind a túllépés, mind az alulbecslés irányába. Természetesen a fogyasztók valószínűleg nem szeretik az ilyen tápegységet, ezért az átalakító összeszerelése után ellenőrizni kell a söntök reakciósebességét, hogy ne váljon meg az újonnan összeszerelt járműtől.
A biztosítékból ítélve az átalakító meglehetősen erős, de ebben az esetben a C7 és C8 kondenzátorok nyilvánvalóan nem elegendőek, hozzá kell adni még legalább három darabot. A VD1 dióda a polaritásváltás elleni védelemre szolgál, és ha ez megtörténik, nem valószínű, hogy túléli - egy 30-40 amperes biztosítékot nem olyan egyszerű kiolvadni.
Nos, a nap végén marad még hozzá, hogy ez az átalakító nem fali bevásárlási rendszerrel van felszerelve, pl. A tápfeszültségre csatlakoztatva azonnal elindul, és csak a tápfeszültség kikapcsolásával lehet leállítani. Ez nem túl kényelmes - elég erős kapcsolóra lesz szüksége.
2-es számú gépjármű feszültség-átalakító, szintén stabilizált kimeneti feszültséggel rendelkezik, amit egy optocsatoló jelenléte is bizonyít, melynek LED-je a kimeneti feszültségre van kötve. Ezenkívül TL431-en keresztül csatlakozik, ami jelentősen növeli a kimeneti feszültség fenntartásának pontosságát. Az optocsatoló fototranzisztorát egy második TL431 mikrokontroller segítségével is stabilizált feszültségre kötjük. Ennek a stabilizátornak a lényege engem személyesen elkerült - a mikroáramkör öt voltot stabilizált, és nincs értelme további stabilizátort telepíteni. A fototranzisztor emittere a hibaerősítő nem invertáló bemenetére megy (1. érintkező). A hibaerősítőt negatív visszacsatolás fedi, reakciójának lassítására R10 ellenállást és C2 kondenzátort vezetnek be.
A második hibaerősítő arra szolgál, hogy vészhelyzetben leállítsa az átalakítót - ha a tizenhatodik érintkezőn nagyobb feszültség van, mint az R13 és R16 osztó által generált, és ez körülbelül két és fél volt, a A vezérlő elkezdi csökkenteni a vezérlő impulzusok időtartamát, amíg azok teljesen eltűnnek.
A lágy indítás pontosan ugyanúgy van megszervezve, mint az előző sémában - szünetidők kialakításával, bár a C3 kondenzátor kapacitása kissé kicsi - én 4,7...10 µF-ra állítanám.
A mikroáramkör kimeneti fokozata emitterkövető módban működik, az áram erősítésére egy teljes értékű kiegészítő emitterkövetőt használnak a VT1-VT4 tranzisztorokon, amely viszont a teljesítményterelő eszközök kapujára van terhelve, bár én csökkentenék az áramerősséget. névleges R22-R25-től 22...33 Ohm-ig. Következik a snubberek és a táptranszformátor, ami után egy diódahíd és egy élsimító szűrő. Ebben az áramkörben a szűrő helyesebben van elkészítve - ugyanazon a magon van, és ugyanannyi fordulatot tartalmaz. Ez a beépítés a lehető legnagyobb szűrést biztosítja, mivel az ellentétes mágneses mezők kioltják egymást.
A stenby mód a VT9 tranzisztor és a K1 relé segítségével van megszervezve, amelyek érintkezői csak a vezérlőt táplálják. A tápegység folyamatosan csatlakozik a tápfeszültségre, és amíg a vezérlő impulzusok nem jelennek meg a vezérlőből, a VT5-VT8 tranzisztorok zárva lesznek.
A HL1 LED azt jelzi, hogy a vezérlő tápfeszültséggel rendelkezik.
A következő diagram... A következő diagram... Ez az autóipari feszültségátalakító harmadik verziója, de vegyük sorba...
Kezdjük a fő különbségekkel a hagyományos lehetőségekhez képest, nevezetesen a félhíd-meghajtó használatával egy autóipari átalakítóban. Nos, ezzel valahogy meg lehet békülni - a mikroáramkörben van 4 jó nyitási és zárási sebességű tranzisztor, sőt két amperes is. A megfelelő csatlakoztatás után Push-Pull üzemmódba kapcsolható, azonban a mikroáramkör nem invertálja a kimenő jelet, bemeneteire pedig vezérlőimpulzusok jutnak a vezérlő kollektoraiból, ezért amint vezérlő szünetet ad ki a vezérlőimpulzusok között, a TLki végfokozat egységek kollektorain a logikainak megfelelő szintek jelennek meg, pl. közel a tápfeszültséghez. Az Irk elhaladása után az impulzusok a teljesítménytranzisztorok kapuihoz kerülnek, amelyek biztonságosan nyitva lesznek. Mindkettő... Egyszerre. Természetesen megértem, hogy az FB180SA10 tranzisztorokat nem lehet először megsemmisíteni - végül is 180 ampert kell fejleszteni, és ilyen áramoknál a sávok általában elkezdenek kiégni, de ez valahogy túl durva. . És ugyanezen tranzisztorok ára több mint ezer egyenként.
A következő rejtélyes pont az elsődleges tápsínben található áramváltó használata, amelyen keresztül egyenáram folyik. Nyilvánvaló, hogy ebben a transzformátorban még indukálódik valami az áram változása miatt a kapcsolás pillanatában, de ez valahogy nem teljesen helyes. Nem, a túlterhelés elleni védelem működni fog, de hogyan helyesen? Végül is az áramváltó kimenete is enyhén szólva túl eredeti - a hibaerősítő invertáló bemenetének számító 15-ös érintkezőn lévő áram növekedésével, az R18 ellenállás által generált feszültséggel együtt Az R20 osztója csökkenni fog. Természetesen ezen a kimeneten a feszültség csökkenése a hibaerősítő feszültségének növekedését okozza, ami viszont lerövidíti a vezérlő impulzusokat. Az R18 azonban közvetlenül az elsődleges tápbusszal csatlakozik, és az ezen a buszon fellépő káosz közvetlenül befolyásolja a túlterhelés elleni védelem működését.
A kimeneti feszültség stabilizáló beállítása megtörtént... Nos, elvileg ugyanaz, mint a teljesítményrész működése... Az átalakító indítása után, amint a kimeneti feszültség eléri azt az értéket, amelynél az optocsatoló LED U1.2 világítani kezd, kinyílik az U1.1 optocsatoló tranzisztor. Nyitása az R10 és R11 osztója által létrehozott feszültség csökkenését okozza. Ez viszont a hibaerősítő kimeneti feszültségének csökkenését okozza, mivel ez a feszültség az erősítő nem invertáló bemenetére van kötve. Nos, mivel a hibaerősítő kimenetén a feszültség csökken, a vezérlő elkezdi növelni az impulzus időtartamát, ezáltal növeli az optocsatoló LED fényerejét, ami még jobban kinyitja a fototranzisztort, és tovább növeli az impulzus időtartamát. Ez addig történik, amíg a kimeneti feszültség el nem éri a lehetséges maximális értéket.
Általánosságban elmondható, hogy a séma annyira eredeti, hogy csak az ellenségednek adhatod meg, hogy ismételje meg, és ezért a bűnért garantáltan örökkévaló gyötrelem a pokolban. Nem tudom ki a hibás... Nekem személy szerint az volt a benyomásom, hogy ez valakinek a tanfolyami munkája, esetleg diploma, de nem akarom elhinni, mert ha megjelent, az azt jelenti, hogy védett, és ez azt jelenti, hogy a képesítés A tanári kar sokkal rosszabb állapotban van, mint gondoltam...
Az autóipari feszültségátalakító negyedik változata.
Nem mondom, hogy ideális megoldás, de valamikor én is részt vettem ennek a rendszernek a kidolgozásában. Itt azonnal a nyugtató egy kis része - a tizenöt és a tizenhat érintkezőt összekapcsolják, és egy közös vezetékhez csatlakozik, bár logikusan a tizenötödik tűt a tizennegyedikhez kell csatlakoztatni. A második hibaerősítő bemeneteinek földelése azonban semmilyen módon nem befolyásolta a teljesítményt. Ezért a te belátásodra bízom, hogy hol csatlakoztasd a tizenötödik tűt.
Ebben az áramkörben nagyon intenzíven használják a belső stabilizátor öt voltos kimenetét. Öt volt referenciafeszültséget képez, amellyel a kimeneti feszültséget összehasonlítjuk. Ez az R8 és R2 ellenállások segítségével történik. A referenciafeszültség hullámzásának csökkentése érdekében egy C1 kondenzátort kapcsolunk párhuzamosan az R2-vel. Mivel az R8 és R2 ellenállások azonosak, a referenciafeszültség két és fél volt.
Öt voltot használnak a lágyindításhoz is - a C6 kondenzátor a bekapcsolás pillanatában rövid ideig öt voltot képez a vezérlő negyedik érintkezőjénél, azaz. Töltés közben a vezérlőimpulzusok közötti kényszerszünetek ideje a maximumtól a névleges értékig változik.
Ugyanez az öt volt csatlakozik a DA optocsatoló fototranzisztorának kollektorához, emittere pedig az R5 és R4 kis osztón keresztül az első hibaerősítő nem invertáló bemenetére - az 1. érintkezőre. a hibaerősítő kimenetéről érkező negatív visszacsatolásra csatlakozik. A visszacsatolást a C2 kondenzátor biztosítja, amely lassítja a vezérlő reakcióját, amelynek kapacitása tíz nanofaradtól hatvannyolc nanofaradig terjedhet.
A vezérlő kimeneti fokozata ismétlő üzemmódban működik, az áramerősítést pedig a VT3-VT6 tranzisztoros meghajtó fokozata állítja elő. Természetesen a meghajtó fokozat teljesítménye elegendő több teljesítménytranzisztor pár vezérléséhez, valójában erre tették a tétet - kezdetben a vezérlővel ellátott tábla külön készült a tápegységtől, de a végül kiderült, hogy ez nem volt teljesen kényelmes. Ezért a nyomtatott vezetők átkerültek az alaplapra, a transzformátorokat, és természetesen a teljesítménytranzisztorokat pedig már a tábla meghosszabbításával variálták.
A teljesítménytranszformátor egy áramváltón keresztül csatlakozik a tranzisztorokhoz, amely a túlterhelés elleni védelem működéséért felelős. Ebben a verzióban nem szerelték fel a snubbert - komoly radiátorokat használtak.
Amint az UPR terminálon feszültség jelenik meg, amely lehetővé teszi az átalakító működését, a VT2 tranzisztor kinyílik, ami viszont a VT1 telítettségbe hajtja. A VT1 emitterén az integrált stabilizátor 15-ös feszültsége van, amely könnyen átengedi a VD5 diódáról táplált tápfeszültséget, mivel az kisebb, mint a stabilizáló feszültség. A tizenkét voltos fő tápfeszültséget az R28 ellenálláson keresztül táplálják erre a diódára. Nyitás után a VT1 táplálja a vezérlőt és a meghajtó tranzisztorokat, és az átalakító elindul. Amint impulzusok jelennek meg a teljesítménytranszformátoron, a tekercsének feszültsége eléri a fő tápérték kétszeresét, és a VD4 és VD6 diódákon áthaladva 15 V feszültséggel kerül a stabilizátor bemenetére. Így a konverter indítása után a vezérlő stabilizált teljesítménnyel működik. Ez az áramköri kialakítás lehetővé teszi az átalakító stabil működésének fenntartását még hat-hét voltos tápegység mellett is.
A kimeneti feszültség stabilizálása a DA optocsatoló LED-jének izzásának figyelésével történik, amelynek LED-je egy ellenállásos osztón keresztül csatlakozik hozzá. Ezenkívül a kimeneti feszültségnek csak az egyik karja van vezérelve. A második kar stabilizálása egy mágneses csatoláson keresztül történik, amely az L2 és L3 induktivitású magban történik, mivel ez a szűrő ugyanazon a magon készül. Amint a kimeneti feszültség pozitív karjának terhelése megnő, a mag mágnesessé válik, és ennek eredményeként a diódahíd negatív feszültsége nehezebben jut el az átalakító kimenetéhez, a negatív feszültséghez. kezd meghibásodni, és az optocsatoló LED erre reagál, és arra kényszeríti a vezérlőt, hogy növelje a vezérlőimpulzusok időtartamát. Vagyis a szűrési funkciók mellett a fojtószelep csoportstabilizáló fojtótekercsként működik, és pontosan ugyanúgy működik, mint a számítógépes tápegységekben, egyszerre több kimeneti feszültséget stabilizálva.
A túlterhelés elleni védelem kissé nyers, de ennek ellenére teljesen működőképes. A védelmi küszöböt az R26 ellenállás állítja be. Amint a teljesítménytranzisztorokon áthaladó áram eléri a kritikus értéket, az áramváltó feszültsége kinyitja a VS1 tirisztort, és az UPR terminálról a vezérlőfeszültséget a földre söntöli, ezáltal eltávolítja a tápfeszültséget a vezérlőről. Ezenkívül az R19 ellenálláson keresztül a C7 kondenzátor gyorsan lemerül, amelynek kapacitása még mindig jobb, ha 100 μF-ra csökken.
A kioldott védelem visszaállításához el kell távolítani, majd újra feszültséget kell kapcsolni a vezérlőkapcsra.
Ennek az átalakítónak egy másik jellemzője a kondenzátor-ellenálló feszültség-meghajtó használata a teljesítménytranzisztorok kapuiban. Ezen láncok beépítésével negatív feszültséget lehetett elérni a kapukon, ami a teljesítménytranzisztorok zárásának felgyorsítására szolgál. A tranzisztorok lezárásának ez a módszere azonban még csillapítók használata mellett sem vezetett sem a hatásfok növekedéséhez, sem a hőmérséklet csökkenéséhez, és elhagyták - kevesebb alkatrész - nagyobb megbízhatóság.
Nos, az utolsó, ötödik autó átalakító. Ez a séma az előző logikus folytatása, de további funkciókkal van felszerelve, amelyek javítják fogyasztói tulajdonságait. A REM vezérlőfeszültséget a KSD301 visszanyerhető 85 fokos hőbiztosíték szolgáltatja, amely az átalakító hűtőbordájára van felszerelve. Ideális esetben egy radiátornak kell lennie mind a teljesítményerősítőnek, mind a feszültségátalakítónak.
Ha a hőbiztosíték érintkezői zártak, pl. A hőmérséklet nyolcvanöt fok alatt van, akkor a REM terminálról érkező vezérlőfeszültség nyitja a VT14 tranzisztort, amely viszont kinyitja a VT13-at, és a fő áramforrásból tizenkét volt jut a tizenöt voltos KRENKI bemenetére. Mivel a bemeneti feszültség alacsonyabb, mint a Krenka stabilizációs feszültség, szinte változatlannak tűnik a kimenetén - csak a szabályozó tranzisztor csökkenése okoz egy kis csökkenést. A Krenka áramellátása magához a vezérlőhöz és a VT4-VT7 meghajtó fokozat tranzisztorjaihoz kerül. Amint a belső öt voltos stabilizátor feszültséget termel, a C6 kondenzátor töltődni kezd, csökkentve a vezérlőimpulzusok közötti szünetek időtartamát. A vezérlőimpulzusok elkezdik kinyitni a teljesítménytranzisztorokat a transzformátor szekunder tekercsén; szekunder feszültségek jelennek meg, és elkezdik növelni az effektív értéket. Az első szekunder tekercstől a 24 voltos feszültség egy felezőpontos egyenirányítón keresztül eléri a C18 kondenzátor pozitív kivezetését, és mivel feszültsége nagyobb, mint a fő tizenkét voltos dióda VD13 zár, és most a vezérlő áramellátása a maga a szekunder tekercs. Ráadásul a huszonnégy volt több mint tizenöt, ezért a tizenöt voltos stabilizátor működésbe lép, és most a vezérlőt stabilizált feszültség táplálja.
A vezérlőimpulzusok növekedésével az effektív feszültség értéke nő a második szekunder tekercsen, és amint eléri azt az értéket, amelynél a DA optocsatoló LED-je világítani kezd, a fototranzisztor nyitni kezd, és a rendszer elkezdi a vételezést. stabil állapot - az impulzusok időtartama nem növekszik, mivel a fototranzisztor emittere a vezérlő hibaerősítőjének nem invertáló kimenetéhez van csatlakoztatva. A terhelés növekedésével a kimeneti feszültség csökkenni kezd, természetesen a LED fényereje csökkenni kezd, a vezérlő első érintkezőjének feszültsége is csökken, és a vezérlő pontosan annyira növeli az impulzus időtartamát, hogy helyreállítsa a ismét a LED fényereje.
A kimeneti feszültséget a negatív oldalon szabályozzák, a fogyasztás változásaira a pozitív oldalon pedig az L1 csoportstabilizáló fojtótekercs vezérli. A szabályozott feszültség válaszának felgyorsítása érdekében a negatív kart R38 ellenállással is terheljük. Itt azonnal tegyünk egy fenntartást - nem kell túl nagy elektrolitokat kötni a másodlagos tápegységre - nagy konverziós frekvenciákon kevés hasznuk van, de jelentős hatással lehetnek a teljes stabilizációs együtthatóra - így a feszültség a pozitív karban növekedni kezd, ha a terhelés növekszik, a negatív váll feszültségének is csökkennie kell. Ha a negatív kar fogyasztása nem nagy, és a C24 kondenzátor kapacitása meglehetősen nagy, akkor az elég hosszú ideig lemerül, és a vezérlésnek nem lesz ideje nyomon követni, hogy a feszültség meghibásodott-e a pozitív karon. .
Emiatt erősen ajánlott magán az átalakító kártyán a vállban legfeljebb 1000 μF, a teljesítményerősítő lapokon pedig 220...470 μF-nál többet beállítani, és nem többet.
Az audiojel csúcsain lévő teljesítmény hiányát a transzformátor teljes teljesítményével kell kompenzálni.
A túlterhelés elleni védelmet egy áramváltó végzi, amelynek feszültségét a VD5 és VD6 diódák egyenirányítják, és az R26 érzékenységszabályozóhoz jutnak. Ezután a VD4 diódán, amely egyfajta amplitúdóhatároló, áthaladva a feszültség eléri a VT8 tranzisztor alapját. Ennek a tranzisztornak a kollektora a VT2-VT3-ra szerelt Schmidt trigger bemenetére van kötve, és amint a VT8 tranzisztor kinyílik, bezárja a VT3-at. A VT3 kollektor feszültsége megnő, és a VT2 kinyílik, kinyitva a VT1-et.
Mind a triggert, mind a VT1-et a vezérlő öt voltos stabilizátora táplálja, és a VT1 kinyitásakor öt volt jut a vezérlő tizenhatodik érintkezőjéhez, élesen csökkentve a vezérlőimpulzusok időtartamát. Ezenkívül a VD3 diódán keresztül öt volt eléri a négyes érintkezőt, növelve a kényszerített szünetek idejét a lehető legnagyobb értékre, azaz. A vezérlő impulzusok egyszerre kétféleképpen csökkenthetők - egy hibaerősítőn keresztül, amely nem rendelkezik negatív visszacsatolójellel, és komparátorként működik, amely szinte azonnal csökkenti az impulzus időtartamát, és egy szünet időtartamú meghajtón keresztül, amely most egy lemerült kondenzátoron keresztül kezdje el fokozatosan növelni az impulzus időtartamát, és ha a terhelés még mindig túl nagy A védelem újra működik, amint a VT8 kinyílik. A VT2-VT3 triggernek azonban van még egy feladata - figyeli a 12 V-os fő primer feszültség értékét, és amint az R21 és R22 ellenállásokon keresztül a VT3 bázisára táplált 9-10 V alá csökken, az előfeszítés nem lesz elég, és a VT3 bezárul, megnyílik a VT2 és a VT1. A vezérlő leáll, és a másodlagos tápellátás megszűnik.
Ez a modul lehetőséget ad az autó beindítására, ha a tulajdonosa hirtelen úgy dönt, hogy zenét hallgat, amikor az autó nem jár, és megvédi az erősítőt a hirtelen feszültségesésektől, amikor az autó indítója elindul - az átalakító egyszerűen kivárja a kritikus pillanatot. fogyasztás, védve mind a végerősítőt, mind a saját tápkapcsolóit.
A konverter nyomtatott áramköri lapjának rajza, és két lehetőség van - egy és két transzformátor.
Miért két transzformátor?
Hogy több erőt kapjon. Az a tény, hogy a transzformátor teljes teljesítményét az autókonverterekben a tizenkét voltos tápfeszültség korlátozza, amely bizonyos számú fordulatot igényel a transzformátoron. A gyűrűnek az elsődleges féltekercsben legalább négy fordulattal kell rendelkeznie, w alakú ferrit esetében a menetek száma háromra csökkenthető.
Ez a korlátozás elsősorban abból adódik, hogy kisebb fordulatszámmal a mágneses tér már nem válik egyenletessé és túl nagy veszteségek lépnek fel. Ez azt is jelenti, hogy az átalakítási frekvenciát nem lehet magasabb frekvenciára növelni - csökkentenie kell a fordulatok számát, és ez nem megengedhető.
Így kiderül, hogy az összteljesítményt a primer tekercs menetszáma és az átalakítás kis frekvenciatartománya korlátozza - 20 kHz alá nem lehet menni - az átalakító interferenciája nem lehet az audio tartományban, mert tegyen meg mindent, hogy meghallja a hangszórókban.
40 kHz fölé sem léphet - az elsődleges tekercs fordulatszáma túl kicsi lesz.
Ha nagyobb teljesítményt szeretne kapni, akkor csak a transzformátorok számának növelése marad a megoldás, kettő pedig messze van a lehetséges maximumtól.
De itt egy másik kérdés merül fel: hogyan kell felügyelni az összes transzformátort? Nem akarok túl sok csoportstabilizáló fojtót telepíteni, vagy bevezetni bizonyos számú optocsatolót. Ezért az egyetlen szabályozási mód a szekunder tekercsek soros csatlakoztatása marad. Ebben az esetben a fogyasztás kiegyensúlyozatlansága megszűnik, és sokkal könnyebb szabályozni a kimeneti feszültséget, azonban maximális figyelmet kell fordítani a transzformátorok összeszerelésére és fázisára.
Most egy kicsit a kapcsolási rajz és a kártya közötti különbségekről. A helyzet az, hogy ezen az elven csak az áramkör legalapvetőbb pontjai vannak feltüntetve, míg a nyomtatott oldalon az elemek a valóságnak megfelelően vannak elrendezve. Például az áramköri lapon nincsenek fóliakondenzátorok a tápellátáshoz, de vannak ilyenek. Természetesen a hozzájuk tartozó rögzítőfuratok a fejlesztéskor rendelkezésre álló kondenzátorok méretei szerint készülnek. Természetesen, ha nincs 2,2 μF kapacitás, használhat 1 μF-ot, de legfeljebb 0,47 μF.
Tápellátást tekintve az áramkörbe 4700 uF-os elektrolit is van beépítve, de ezek helyett egy egész készlet 2200 uF 25 voltos kondenzátor van a táblán, és a kondenzátorok legyenek alacsony ESR-el, ezek ugyanazok, amelyek az eladók „alaplapokhoz való”-ként pozicionálják. Általában ezüst vagy arany festékkel vannak megjelölve. Ha lehet venni 3300 uF-ot 25 V-on, akkor még jobb lesz, de nálunk ezek elég ritkák.
Néhány szó az állítólagos jumperekről - ezek olyan jumperek, amelyek összekötik a pályákat magukkal. Ez okkal történt - a réz vastagsága a táblán korlátozott, és a vezetőkön átfolyó áram meglehetősen nagy, és a vezető veszteségeinek kompenzálásához a pályát szó szerint forrasztani kell, és ez manapság meglehetősen drága, vagy duplikálják áramvezető vezetékekkel, ezáltal megnő a vezeték teljes keresztmetszete. Ezek a jumperek egymagos rézhuzalból készülnek, amelynek keresztmetszete legalább két és fél négyzet, ideális esetben természetesen vastagabb - négy vagy hat négyzet.
Másodlagos teljesítmény dióda híd. A diagram a TO-247 csomagban lévő diódákat mutatja, a tábla a TO-220 csomagban lévő diódák használatára készült. A diódák típusa közvetlenül függ a terhelés tervezett áramától, és természetesen jobb, ha gyorsabb diódákat választunk - kevesebb lesz az önmelegedés.
Most néhány szó a tekercselő részekről.
A leggyanúsabb dolog az áramkörben az áramváltó - az elsődleges tekercs vastag vezetékeivel úgy tűnik, hogy nehéz lesz fél fordulatot feltekerni, és még különböző irányokba is. Valójában ez a tekercselemek legegyszerűbb alkatrésze. Áramváltó készítéséhez televíziós tápszűrőt használnak, ha HIRTELEN nem sikerült találni, akkor BÁRMILYEN w-alakú ferritmagot használhat, például egy számítógépes tápegységből kioltó transzformátort. A mag tíz-húsz percig 110-120 fokra melegszik fel, majd megreped. A tekercseket eltávolítjuk, a keretre egy szekunder tekercset tekercselünk, ami 80-120 menet 0,1...0,2 mm-es huzalból áll, természetesen kettéhajtva. Ezután az egyik tekercs eleje csatlakozik a második végéhez, a vezetékeket az Ön számára megfelelő módon rögzítik, és a tekercses keretet a mag felére helyezik. Ezután a primer tekercs egyik kötegét egy ablakba fektetik, a másodikat háromszor, és ráhelyezik a mag második felét. Ez minden! Két félfordulatos tekercs az elsődlegesben és 100 fordulat a szekunderben. Miért nincs pontosan megadva a fordulatok száma? A fordulatok számának olyannak kell lennie, hogy az R27 ellenállás maximális áramerősség mellett három-öt voltot termeljen. De nem tudom, hogy mekkora áramot tartasz maximálisnak, milyen tranzisztorokat fogsz használni. És az R27 feszültségértéke mindig beállítható ennek az ellenállásnak az értékének kiválasztásával. A lényeg az, hogy az áramváltó túlterhelt a szekunder tekercsen, és ehhez legalább 60-70 fordulat szükséges a szekunder tekercsben - ebben az esetben a mag minimális melegítése lesz.
Az L2 fojtó a megfelelő méretű televíziók kapcsolóüzemű tápegységének táptranszformátorának magjára került. Elvileg egy transzformátor magjára tekerhető számítógépes tápról, de 0,5...0,7 mm-es nem mágneses rést kell létrehozni. Létrehozásához elegendő egy megfelelő átmérőjű tekercselőhuzalból egy LEZÁRVA gyűrűt bedobni a keretbe, a mag felével.
Az induktort addig tekerjük, amíg meg nem töltődik, de Önnek ki kell számolnia, hogy melyik vezetéket használja. Én személy szerint jobban szeretek hevederekkel vagy szalaggal dolgozni. A szalag természetesen kompaktabb, segítségével nagyon nagy tekercselési sűrűséget kapunk, de az előállítása sok időt vesz igénybe, és természetesen a ragasztó sem fekszik az úton. A köteg készítése sokkal egyszerűbb - ehhez csak megtudja a vezeték hozzávetőleges hosszát, többször hajtsa össze a vezetéket, majd egy fúróval csavarja kötegbe.
Milyen és mennyi vezetéket használjak? Ez a végtermék követelményeitől függ. Ebben az esetben autótechnikáról beszélünk, amely definíció szerint nagyon rossz hűtési feltételekkel rendelkezik, ezért az önmelegedést minimalizálni kell, és ehhez ki kell számítani a vezető keresztmetszetét, amelynél nem melegszik fel. sokat, vagy egyáltalán nem. Ez utóbbi természetesen előnyösebb, de ez méretnövekedést okoz, és az autó nem egy Ikarus, amiben sok a hely. Ezért a minimális fűtésről fogunk haladni. Természetesen lehet ventilátorokat úgy is felszerelni, hogy az erősítőn és az átalakítón is erőteljesen átfújják, de az útjaink porától a ventilátorok fájdalmasan gyorsan megölnek, ezért jobb, ha természetes hűtéssel táncolunk, és egy feszültség három amper négyzetmilliméter vezeték-keresztmetszet. Ez egy meglehetősen népszerű feszültség, amelyet ajánlott figyelembe venni egy hagyományos transzformátor gyártása során, w-alakú vas használatával. Az impulzusos készülékeknél négyzetmilliméterenként öt-hat amper használata javasolt, de ez jó légáramlást jelent, a házunk pedig zárt, így továbbra is három ampert veszünk.
Meggyőződése, hogy három jobb? És most tegyük figyelembe, hogy az erősítő terhelése nem állandó, mert senki nem hallgat tiszta szinuszhullámot, sőt még csak közel sem a vágáshoz, így nem lesz állandó a felmelegedés, hiszen az erősítő teljesítményének effektív értéke körülbelül a maximum 2/3-a. Ezért a feszültség kockázatok nélkül harminc százalékkal növelhető, i.e. négy amperre állítsa be négyzetmilliméterenként.
Még egyszer, a számok jobb megértése érdekében. Undorítóak a hűtési viszonyok, a huzal nagy áramoktól kezd felmelegedni, ha nagyon vékony, és ha még tekercsbe van tekerve, akkor felmelegíti magát. A probléma megoldására a vezetékkeresztmetszet négyzetmilliméterenként két és fél-három amperre állítjuk a feszültséget, ha a terhelés állandó, ha teljesítményerősítőt táplálunk, akkor növeljük a feszültséget négy-négy és félre. amper per négyzetmilliméter vezeték keresztmetszetére.
Most elindítjuk az Excelt, remélem mindenkinek van ilyen számológépe, és a felső sorba írjuk sorrendben: „Voltage”, majd „Wire Diameter”, majd „Number of Wires”, majd „Maximum Current” és az utolsó cellába. "Erő". A következő sor elejére megyünk, és egyelőre a hármast írjuk, egyelőre legyen három amper négyzetmilliméterenként. A következő cellába írjuk az egyes számot, legyen ez egyelőre egy milliméter átmérőjű huzal. A következő cellába tízet írunk, ez lesz a kábelkötegben lévő vezetékek száma.
De vannak olyan cellák, amelyekben képletek lesznek. Először is számítsuk ki a keresztmetszetet. Ehhez osszuk el az átmérőt 2-vel - szükségünk van egy sugárra. Ezután a sugarat megszorozzuk a sugárral, minden esetre, hogy a számológépünk ne legyen eltompulva, zárójelbe tesszük a sugarak számítását, és mindezt megszorozzuk a pi számmal. Ennek eredményeként pi er négyzetet kapunk, azaz. a kör területe, amely a vezető keresztmetszete. Ezután a cellaszerkesztés elhagyása nélkül a kapott eredményt megszorozzuk a huzalátmérőnkkel és megszorozzuk a vezetékek számával. Nyomja meg az ENTER-t, és tekintse meg a számot egy csomó tizedesjegyekkel. Nincs szükség ekkora pontosságra, ezért egy tizedesjegyre kerekítjük az eredményt, és felfelé, hogy kis technológiai különbség legyen. Ehhez lépjen a cella szerkesztéséhez, válassza ki a képletünket és nyomja meg a CONTROL X - cut gombot, majd nyomja meg a FORMULA gombot és a MATH sorban válassza a ROUND FEL lehetőséget. Megjelenik egy párbeszédpanel, amely megkérdezi, hogy mit és hány számjegyre kell kerekíteni. Helyezzük a kurzort a felső ablakba és CONTROL VE szúrjuk be az előzőleg kivágott képletet, az alsó ablakba pedig egyet, azaz. Kerekítse egy tizedesjegyre, és kattintson az OK gombra. Most van egy szám a cellában, a tizedesvessző után egy számjeggyel.
Csak be kell szúrni a képletet az utolsó cellába, nos, itt minden egyszerű - Ohm törvénye. Megvan a maximális áramerősség, amit használhatunk, és legyen a fedélzeti feszültség tizenkét volt, bár amikor az autó jár, ez körülbelül tizenhárom plusz, de ez nem veszi figyelembe a csatlakozó vezetékek esését. A kapott áramot megszorozzuk 12-vel, és megkapjuk a maximális számított teljesítményt, amely a vezető enyhe felmelegedését okozza, vagy inkább tíz, egy milliméter átmérőjű vezetékből álló köteget.
A „Nincs ilyen gombom, nincs szerkesztősorom” kérdésekre nem válaszolok; már eltávolítottam, és közzétettem egy részletesebb leírást az Excel használatáról a tápegységek számításakor:
Térjünk vissza mesterségünkhöz. Kiszámoltuk a kábelkötegben lévő vezetékek átmérőjét és a számukat. Ugyanezek a számítások használhatók a transzformátor tekercseinek szükséges kábelköteg meghatározásakor is, de a feszültség négyzetmilliméterenként öt-hat amperre növelhető - egy féltekercs az idő ötven százalékában működik, így lesz ideje lehűlni. A tekercs feszültségét hét-nyolc amperre növelheti, de itt a kábelköteg aktív ellenállásának feszültségesése már hatni kezd, és továbbra is úgy tűnik, hogy vágyunk a jó hatásfokra, ezért jobb, ha nem .
Ha több teljesítménytranzisztor van, akkor azonnal figyelembe kell vennie, hogy a kábelkötegben lévő vezetékek számának többszöröse kell lennie a tranzisztorok számának - a kábelköteget el kell osztani a teljesítménytranzisztorok számával, és ez nagyon kívánatos. hogy a tekercsen átfolyó áramok egyenletes eloszlásúak legyenek.
Nos, úgy tűnik, rendeztük a számításokat, kezdhetjük a tekercset. Ha ez egy háztartási gyűrű, akkor elő kell készíteni, nevezetesen az éles sarkokat le kell köszörülni, hogy ne sértse meg a tekercsvezeték szigetelését. Ezután a gyűrűt vékony szigetelővel szigetelik - nem tanácsos elektromos szalagot használni erre a célra. A hőmérséklettől függően a vinil szivárog, de az anyag túl vastag. Ideális esetben fluoroplasztikus szalag, de már nem látni gyakran akciósan. A Thermosktch nem rossz anyag, de nem túl kényelmes tekercselni, bár ha ráérez, az eredmény egész jó lesz. Valamikor autós kavicsgátlót használtam - egyszerűen lefestettem ecsettel, hagytam megszáradni, újra festettem, és így tovább három rétegig. A mechanikai tulajdonságok nem rosszak, és ennek a szigetelésnek egy kis áttörési feszültsége nem befolyásolja a működést - esetünkben az összes feszültség nem nagy. Először a szekunder tekercset tekercseljük fel, mivel az vékonyabb és több menettel rendelkezik. Ezután az elsődleges tekercset feltekerjük. Mindkét tekercset egyszerre két hajtogatott kötegbe tekercseljük - így nagyon nehéz hibázni a fordulatok számával, aminek azonosnak kell lennie. A kábelkötegeket a kívánt sorrendben hívják és csatlakoztatják.
Ha túl lusta hívni, vagy nincs elég ideje, akkor a tekercselés előtt a szálakat különböző színekre festheti. Vásárol egy pár különböző színű tartós markert, aminek a festéktartályának tartalmát szó szerint kiöblítjük oldószerrel, majd a tincseket göndörítés után azonnal ezzel a festékkel fedjük be. A festék nem tapad túl szorosan, de még ha le is töröljük a kábelköteg külső vezetékeiről, akkor is látható a festék a kábelköteg belsejében.
A tekercsrészek rögzítésének jó néhány módja van a táblán, és ezt nem csak a tekercsrészekkel kell megtenni - a magas elektrolitok is elveszíthetik a lábukat az állandó remegés miatt. Tehát minden összetart. Használhat poliuretán ragasztót, használhat autótömítéseket, vagy használhatja ugyanazt a kavicsgátlót. Utóbbinak az a szépsége, hogy ha valamit szét kell szerelni, összetörheti - tegyünk rá egy 647-es oldószerrel erősen átitatott rongyot, tegyük az egészet egy műanyag zacskóba, és várjunk öt-hat órát. Az anti-kavics meglágyul az oldószergőzöktől és viszonylag könnyen eltávolítható.
Az autóipari átalakítóknál ennyi, térjünk át a hálózati átalakítókra.
Akiben csillapíthatatlan vágy van az ügyeskedésre, azt mondják, de nem szereltek össze semmit, azoknak azonnal válaszolok - tulajdonképpen a tapasztalataimat osztom meg, és nem azzal dicsekedem, hogy állítólag összeszereltem egy átalakítót, és működik. A keretben vagy sikertelen opciók villantak fel, amelyek nem mentek át a végső méréseken, vagy olyan prototípusok, amelyeket szétszedtek. Nem foglalkozom egyedi készülékek rendelésre gyártásával, és ha igen, akkor mindenekelőtt ez engem személyesen érdekeljen, akár áramköri tervezésből, akár anyagból, de itt nagyon érdekelnöm kell.
Először meg kell ismerkednie a tápegység kapcsolási rajzával, ha nem illik, válassza ki a legmegfelelőbbet. A tápegység szétszerelése után ellenőrizze a kulcstranzisztorokat rövidzárlatra (általában BUT11A), az alapban lévő 1..3 ohmos ellenállásokat szakadásra, a híd rövidzárlatra/szakadt áramkörre, az előkimeneti tranzisztorokra a rövidzárlatra/szakadásra, diódák a másodlagos áramkörökben meghibásodáshoz. A hibás alkatrészek cseréje után ellenőrizze a TL494 PWM chip használhatóságát; ha hibásnak találja, cserélje ki. Hálózati csatlakozáskor az ellenőrzéshez biztosíték helyett 100W 220V izzólámpát kell felkapcsolni (majd rövidzárlat esetén az izzólámpát fényes kigyullad, de ha gyengén ég, akkor nincs rövidzárlat és a következő bekapcsolás biztosítékkal történhet), és a +5V kimeneti áramkörbe 2...5 ohm 20 W terhelő ellenállás kerül. Ha minden sértetlen, beleértve a megjelenést is, kapcsolja be a tápegységet, és ellenőrizze, hogy van-e +300 volt a Q1 tranzisztor kollektoránál.
oszcillogram a Q1 emitteren
A TL494 mikroáramkör és analógjai ellenőrzése. (M1114EU4, mPC494C, IR3M02).
A mikroáramkör működőképességének ellenőrzése kikapcsolt tápegység mellett történik, és az IC külső áramforrásról táplálva +9V...+15V feszültséggel a 12. érintkezőre van kapcsolva a 7-eshez képest. Minden mérést a 7. tűhöz képest is végeznek. Ezenkívül jobb, ha az IC-hez csatlakozik a vezetékek forrasztásával, és nem "krokodilokat" használ; ez biztosítja az érintkezés fokozott megbízhatóságát és kiküszöböli a hamis érintkezések lehetőségét.
1. Külső feszültség alkalmazásakor a 14. érintkező feszültségét oszcilloszkóppal oszcilláljuk, ennek +5V-nak (+/-5%) kell lennie, és stabilnak kell maradnia, ha a 12. érintkezőnél a feszültség +9V-ról +15V-ra változik. Ha ez nem történik meg, akkor a DA5 belső feszültségszabályozó meghibásodott.
2) Vegyünk egy voltmérőt és ellenőrizzük a +5 V feszültséget a 14-es érintkezőn, ha ez a feszültség nincs meg, vagy jelentősen eltér az 5 V-tól, akkor a mikroáramkör hibásnak tekinthető!
3) Vegyen elő egy oszcilloszkópot, és ellenőrizze, hogy van-e fűrész a mikroáramkör 5. érintkezőjén (lásd az oszcilloszkópot). Ha ezek a fűrészfog impulzusok nincsenek jelen, vagy másképp néznek ki,
oszcillogram az 5. érintkezőnél
akkor ellenőriznie kell a C14, R31 elemeket. Ezen elemek használhatósága maga a mikroáramkör hibás működését jelzi. Cserélni kellene!
4) Ezután ellenőrizzük a kimeneti jelek jelenlétét ugyanazon mikroáramkör 8-as és 11-es érintkezőjén (lásd oszcillátor)
a 8-as érintkező hullámformája
11. kimenet oszcillogramja
Ha ezek a jelek nem jelennek meg, akkor a mikroáramkör hibás!
Ha ezek a tesztek mindegyike pozitív, akkor a mikroáramkör üzemképesnek tekinthető!
A modern világban a személyi számítógép-alkatrészek fejlődése és elavulása nagyon gyorsan megy végbe. Ugyanakkor a PC egyik fő összetevője - az ATX-formafaktor - gyakorlatilag az az elmúlt 15 évben nem változtatott a kialakításán.
Következésképpen az ultramodern játékszámítógépek és egy régi irodai számítógépek tápellátása is ugyanazon az elven működik, és közös módszereket alkalmaznak a hibák diagnosztizálására.
A cikkben bemutatott anyag minimális árnyalatokkal alkalmazható bármely személyi számítógép tápegységére.
Egy tipikus ATX tápegység áramkör látható az ábrán. Szerkezetileg egy klasszikus impulzusegység a TL494 PWM vezérlőn, amelyet az alaplapról érkező PS-ON (Power Switch On) jel vált ki. A fennmaradó időben, amíg a PS-ON érintkezőt a földre nem húzzuk, csak a készenléti tápfeszültség +5 V feszültségű a kimeneten.
Nézzük meg közelebbről az ATX tápegység felépítését. Első eleme az
:
Feladata a hálózati váltóáram egyenárammá alakítása a PWM vezérlő és a készenléti tápegység táplálására. Szerkezetileg a következő elemekből áll:
- Biztosíték F1 védi a vezetékeket és magát a tápegységet a túlterheléstől az áramellátás meghibásodása esetén, ami az áramfelvétel meredek növekedéséhez és ennek következtében a hőmérséklet kritikus emelkedéséhez vezet, ami tüzet okozhat.
- A nulla áramkörbe védő termisztor van beépítve, amely csökkenti az áramlökést, amikor a tápegységet a hálózathoz csatlakoztatják.
- Ezután egy zajszűrőt telepítenek, amely több fojtóból áll ( L1, L2), kondenzátorok ( C1, C2, C3, C4) és ellensebfojtó Tr1. Az ilyen szűrő szükségessége az impulzusegység által az áramellátó hálózatba továbbított jelentős interferenciaszintnek köszönhető - ezt az interferenciát nemcsak a televízió- és rádióvevők veszik fel, hanem bizonyos esetekben az érzékeny berendezések meghibásodásához is vezethet. .
- A szűrő mögé diódahíd van felszerelve, amely a váltakozó áramot pulzáló egyenárammá alakítja. A hullámzást kapacitív-induktív szűrő simítja ki.
Készenléti tápegység egy kis teljesítményű független impulzusátalakító, amely a T11 tranzisztoron alapul, amely impulzusokat generál egy leválasztó transzformátoron és egy félhullámú egyenirányítón keresztül a D24 diódán, és a 7805 chipen lévő kis teljesítményű integrált feszültségstabilizátort táplálja. mint mondják, időtálló, jelentős hátránya a nagy feszültségesés a 7805 stabilizátoron, ami nagy terhelés mellett túlmelegedéshez vezet. Emiatt a készenléti forrásból táplált áramkörök károsodása a számítógép meghibásodásához és a számítógép bekapcsolásának képtelenségéhez vezethet.
Az impulzusátalakító alapja az PWM vezérlő. Ezt a rövidítést már többször említették, de nem sikerült megfejteni. A PWM impulzusszélesség-moduláció, vagyis a feszültségimpulzusok időtartamának változtatása állandó amplitúdójukon és frekvenciájukon. A speciális TL494 mikroáramkörre vagy annak funkcionális analógjaira épülő PWM egység feladata, hogy az egyenfeszültséget megfelelő frekvenciájú impulzusokká alakítsa, amelyeket leválasztó transzformátor után kimeneti szűrők simítanak. Az impulzusátalakító kimenetén a feszültség stabilizálása a PWM vezérlő által generált impulzusok időtartamának beállításával történik.
Az ilyen feszültségátalakító áramkör fontos előnye az is, hogy képes a tápegység 50 Hz-nél lényegesen magasabb frekvenciákkal dolgozni. Minél nagyobb az áram frekvenciája, annál kisebb a transzformátor mag mérete és a tekercsek fordulatszáma. Ezért a kapcsolóüzemű tápegységek sokkal kompaktabbak és könnyebbek, mint a klasszikus, lecsökkentő bemeneti transzformátoros áramkörök.
A T9 tranzisztoron alapuló áramkör és az azt követő fokozatok felelősek az ATX tápegység bekapcsolásáért. A hálózati tápfeszültség bekapcsolásakor a készenléti tápegység kimenetéről az R58 áramkorlátozó ellenálláson keresztül 5 V-os feszültség jut a tranzisztor alapjára; ebben a pillanatban a PS-ON vezeték zárlatos. a testre, az áramkör elindítja a TL494 PWM vezérlőt. Ebben az esetben a készenléti áramforrás meghibásodása az áramellátás indító áramkörének működésében bizonytalanságot és lehetséges kapcsolási hibát eredményez, amint azt már említettük.
Az impulzusgenerátort laboratóriumi kutatásokra használják elektronikai eszközök fejlesztésére és beállítására. A generátor 7 és 41 V közötti feszültségtartományban működik, és a kimeneti tranzisztortól függően nagy terhelhetőségű. A kimeneti impulzusok amplitúdója megegyezhet a mikroáramkör tápfeszültségének értékével, ennek a mikroáramkörnek a tápfeszültségének határértékéig +41 V. Alapját mindenki ismeri, és gyakran használják.
Analógok TL494 mikroáramkörök KA7500 és hazai klónja - KR1114EU4 .
Paraméter határértékek:
Tápfeszültség 41V
Erősítő bemeneti feszültsége (Vcc+0,3)V
A kollektor kimeneti feszültsége 41V
A kollektor kimeneti árama 250mA
Teljes teljesítményveszteség folyamatos üzemmódban 1W
Működési környezeti hőmérséklet tartomány:
-c utótag L -25..85С
-utótaggal С.0..70С
Tárolási hőmérséklet tartomány -65…+150С
A készülék sematikus diagramja
Négyzetes impulzusgenerátor áramkör
Generátor nyomtatott áramköri lap TL494 és a többi fájl egy külön fájlban található.
A frekvencia beállítását az S2 kapcsoló (nagyjából) és az RV1 ellenállás (simán), a munkaciklust pedig az RV2 ellenállás szabályozza. Az SA1 kapcsoló a generátor működési módját egyfázisról (egyciklusról) antifázisra (kétütemű) változtatja. Az R3 ellenállás kiválasztja a lefedendő legoptimálisabb frekvenciatartományt, a munkaciklus beállítási tartománya az R1, R2 ellenállásokkal választható ki.
Impulzusgenerátor alkatrészek
Az időzítő áramkör C1-C4 kondenzátorai a kívánt frekvenciatartományhoz vannak kiválasztva, kapacitásuk 10 mikrofaradtól az infra-alacsony altartományhoz és 1000 pikofaradig a legmagasabb frekvenciához lehet.
Átlagosan 200 mA áramkorlát mellett az áramkör elég gyorsan képes feltölteni a kaput, de
Lehetetlen kisütni kikapcsolt tranzisztor mellett. A kapu kisütése földelt ellenállással szintén nem kielégítően lassú. Erre a célra egy független kiegészítő ismétlőt használnak.
- Olvassa el: "Hogyan készítsd el számítógépről."
Általános leírás és használat
494 TLés ennek későbbi változatai a leggyakrabban használt mikroáramkör a push-pull teljesítményátalakítók építéséhez.
- TL494 (a Texas Instruments eredeti fejlesztése) - PWM feszültségátalakító IC egyvégű kimenetekkel (TL 494 IN - csomag DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
- K1006EU4 - a TL494 hazai analógja
- TL594 - a TL494 analógja a hibaerősítők és a komparátor jobb pontosságával
- TL598 - a TL594 analógja push-pull (pnp-npn) jelismétlővel a kimeneten
Ez az anyag az eredeti műszaki dokumentum témájának általánosítása Texas Instruments, publikációk International Rectifier („Power semiconductor devices International Rectifier”, Voronezh, 1999) és Motorola.
Ennek a mikroáramkörnek az előnyei és hátrányai:
- Plusz: Fejlett vezérlő áramkörök, két differenciálerősítő (logikai funkciókat is ellát)
- Hátrányok: Az egyfázisú kimenetek további rögzítést igényelnek (az UC3825-höz képest)
- Mínusz: Az áramvezérlés nem elérhető, viszonylag lassú visszacsatoló hurok (nem kritikus az autóipari PN-ben)
- Hátrányok: Két vagy több IC szinkron csatlakoztatása nem olyan kényelmes, mint az UC3825 esetében
1. A TL494 chipek jellemzői
ION és feszültségcsökkenés védelmi áramkörök. Az áramkör akkor kapcsol be, ha a teljesítmény eléri az 5,5...7,0 V küszöbértéket (tipikus érték 6,4 V). Eddig a pillanatig a belső vezérlőbuszok tiltják a generátor és az áramkör logikai részének működését. Az üresjárati áram +15 V tápfeszültségnél (a kimeneti tranzisztorok le vannak tiltva) nem haladja meg a 10 mA-t. Az ION +5V (+4,75..+5,25 V, a kimenet stabilizálása nem rosszabb, mint +/- 25mV) akár 10 mA átfolyó áramot biztosít. Az ION csak egy NPN emitter követővel erősíthető (lásd TI 19-20. oldal), de egy ilyen „stabilizátor” kimenetén a feszültség nagymértékben függ a terhelési áramtól.
Generátor 0..+3.0V fűrészfog feszültséget generál (az amplitúdót az ION állítja be) a Ct időzítő kondenzátoron (5. érintkező) a TL494 Texas Instruments és 0...+2.8V a TL494 Motorola esetében (mit tehetünk) elvárják másoktól?), illetve a TI F =1,0/(RtCt), a Motorola esetében F=1,1/(RtCt).
Az 1 és 300 kHz közötti üzemi frekvenciák elfogadhatók, az ajánlott tartományban Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. Ebben az esetben a frekvencia jellemző hőmérséklet-eltolódása (természetesen, a csatlakoztatott alkatrészek eltolódása nélkül) +/-3%, a tápfeszültségtől függő frekvenciaeltolódás a teljes megengedett tartományban 0,1%-on belül van.
A generátor távoli kikapcsolásához egy külső kulccsal rövidre zárhatja az Rt (6) bemenetet az ION kimenetével, vagy rövidre zárhatja a Ct-t a testtel. Természetesen az Rt, Ct kiválasztásakor figyelembe kell venni a nyitott kapcsoló szivárgási ellenállását.
Nyugalmi fázis vezérlő bemenet (munkaciklus) a nyugalmi fázis komparátoron keresztül beállítja a szükséges minimális szünetet az impulzusok között az áramkör karjaiban. Ez szükséges mind az átmenő áram megakadályozásához az IC-n kívüli teljesítményfokozatokban, mind a trigger stabil működéséhez - a TL494 digitális részének kapcsolási ideje 200 ns. A kimeneti jel akkor aktiválódik, ha a fűrész Ct-vel túllépi a 4. vezérlőbemenet (DT) feszültségét. 150 kHz-ig terjedő órajelnél nulla vezérlőfeszültség mellett a nyugalmi fázis = a periódus 3%-a (a vezérlőjel egyenértékű torzítása 100..120 mV), magas frekvenciákon a beépített korrekció a nyugalmi fázist 200-ra bővíti. .300 ns.
A DT bemeneti áramkör segítségével beállíthat egy rögzített nyugalmi fázist (R-R osztó), lágyindítási módot (R-C), távoli leállítást (kulcs), és használhatja a DT-t lineáris vezérlőbemenetként. A bemeneti áramkört PNP tranzisztorok segítségével állítják össze, így a bemeneti áram (1,0 μA-ig) az IC-ből kifolyik, nem pedig abba. Az áramerősség meglehetősen nagy, ezért kerülni kell a nagy ellenállású (100 kOhm-nál nem nagyobb) ellenállásokat. Lásd a TI, 23. oldalt a TL430 (431) 3-elvezetéses zener-diódával végzett túlfeszültség-védelemre vonatkozó példáért.
Hiba erősítők- Valójában olyan műveleti erősítők, amelyek Ku = 70...95 dB állandó feszültség mellett (60 dB a korai sorozatoknál), Ku = 1 350 kHz-en. A bemeneti áramkörök PNP-tranzisztorokkal vannak összeállítva, így a bemeneti áram (1,0 μA-ig) nem az IC-ből, hanem az IC-ből folyik ki. Az áramerősség elég nagy a műveleti erősítőhöz, az előfeszítési feszültség is nagy (akár 10 mV), ezért kerülni kell a nagy ellenállású (100 kOhm-nál nem nagyobb) ellenállásokat a vezérlőáramkörökben. De a pnp bemenetek használatának köszönhetően a bemeneti feszültség tartomány -0,3 V és Vsupply-2 V között van.
A két erősítő kimenetét dióda VAGY kombinálja. A magasabb kimeneti feszültségű erősítő veszi át a logikát. Ebben az esetben a kimeneti jel külön nem, hanem csak a dióda VAGY kimenetéről (egyben a hibakomparátor bemenetéről) érhető el. Így csak egy erősítő hurkolható vonali módban. Ez az erősítő a fő, lineáris visszacsatoló hurkot a kimeneti feszültségen zárja. Ebben az esetben a második erősítő használható komparátorként - például a kimeneti áram túllépése esetén, vagy kulcsként logikai riasztáshoz (túlmelegedés, rövidzárlat stb.), távoli leállításhoz stb. a komparátor bemenetei az ION-hoz vannak kötve, és logikai jelet szerveznek a második VAGY riasztási jelekre (még jobb - logikai ÉS normál állapotjelekre).
Ha RC frekvenciafüggő operációs rendszert használ, ne feledje, hogy az erősítők kimenete valójában egyvégű (soros dióda!), tehát feltölti a kapacitást (felfelé), és hosszú ideig tart lefelé kisütni. Ezen a kimeneten a feszültség 0..+3.5V-on belül van (kicsit több, mint a generátor kilengése), majd a feszültség együtthatója meredeken leesik és kb. 4.5V-nál a kimeneten az erősítők telítődtek. Hasonlóképpen kerülni kell az alacsony ellenállású ellenállásokat az erősítő kimeneti áramkörében (visszacsatoló hurok).
Az erősítőket nem úgy tervezték, hogy a működési frekvenciához képest egy órajelen belül működjenek. Az erősítőn belüli 400 ns jelterjedési késleltetéssel túl lassúak ehhez, és a trigger vezérlő logika nem engedi (a kimeneten oldalimpulzusok jelennének meg). Valódi PN áramkörökben az OS áramkör vágási frekvenciája 200-10000 Hz nagyságrendben van kiválasztva.
Trigger és kimenet vezérlő logika- Legalább 7 V tápfeszültséggel, ha a generátornál nagyobb a fűrészfeszültség, mint a DT vezérlő bemenetén, és ha a fűrészfeszültség nagyobb, mint bármelyik hibaerősítőnél (figyelembe véve a beépített küszöbértékeket ill. eltolások) - az áramköri kimenet megengedett. Amikor a generátort maximumról nullára állítják, a kimenetek kikapcsolnak. A parafázis kimenetű trigger a frekvenciát felére osztja. A 13-as bemeneten lévő logikai 0 (kimeneti mód) esetén a trigger fázisokat VAGY kombinálja, és egyidejűleg táplálja mindkét kimenetre, logikai 1 esetén pedig fázisban minden kimenetre külön-külön.
Kimeneti tranzisztorok- npn Darlingtonok beépített hővédelemmel (de áramvédelem nélkül). Így a minimális feszültségesés a kollektor (általában a pozitív buszra zárva) és az emitter között (terhelésnél) 1,5 V (jellemzően 200 mA-nél), és egy közös emitterrel rendelkező áramkörben valamivel jobb, 1,1 V tipikus. A maximális kimeneti áram (egy nyitott tranzisztorral) 500 mA-re korlátozódik, a teljes chip maximális teljesítménye 1 W.
2. Az alkalmazás jellemzői
Dolgozzon egy MIS tranzisztor kapuján. Kimeneti átjátszók
Ha kapacitív terhelésen működik, amely hagyományosan egy MIS tranzisztor kapuja, a TL494 kimeneti tranzisztorokat egy emitterkövető kapcsolja be. Ha az átlagos áramerősség 200 mA-re van korlátozva, az áramkör képes gyorsan feltölteni a kaput, de lehetetlen kisütni kikapcsolt tranzisztor mellett. A kapu kisütése földelt ellenállással szintén nem kielégítően lassú. Végül is a kapukapacitás feszültsége exponenciálisan csökken, és a tranzisztor kikapcsolásához a kaput 10 V-ról legfeljebb 3 V-ra kell kisütni. Az ellenálláson keresztüli kisülési áram mindig kisebb lesz, mint a tranzisztoron áthaladó töltőáram (és az ellenállás eléggé felmelegszik, és felfelé haladva ellopja a kapcsolóáramot).
A lehetőség. Kisütő áramkör külső pnp tranzisztoron keresztül (a Shikhman webhelyéről kölcsönözve – lásd: „Jensen erősítő tápegység”). A kapu töltésekor a diódán átfolyó áram kikapcsolja a külső PNP tranzisztort, az IC kimenet kikapcsolásakor a dióda kikapcsol, a tranzisztor kinyílik és a kaput a földre kisüti. Mínusz - csak kis terhelési kapacitáson működik (az IC kimeneti tranzisztor áramtartaléka korlátozza).
A TL598 használatakor (push-pull kimenettel) az alsó bitoldal funkciója már be van kötve a chipen. Az A lehetőség ebben az esetben nem praktikus.
B opció. Független kiegészítő átjátszó. Mivel a fő áramterhelést egy külső tranzisztor kezeli, a terhelés kapacitása (töltőáram) gyakorlatilag korlátlan. Tranzisztorok és diódák - bármilyen HF alacsony telítési feszültséggel és Ck-vel, valamint elegendő áramtartalékkal (1A impulzusonként vagy több). Például KT644+646, KT972+973. Az átjátszó „földjét” közvetlenül a tápkapcsoló forrása mellé kell forrasztani. Az átjátszó tranzisztorok kollektorait kerámia kapacitással kell megkerülni (az ábrán nem látható).
Az, hogy melyik áramkört válasszuk, elsősorban a terhelés jellegétől (kapu-kapacitás vagy kapcsolási töltés), a működési frekvenciától és az impulzusélek időigényétől függ. És ezek (az előlapok) legyenek a lehető leggyorsabbak, mert az MIS kapcsolón lévő tranziens folyamatok során a hőveszteségek nagy része eloszlik. Azt javaslom, hogy a probléma teljes elemzéséhez forduljon az International Rectifier gyűjtemény publikációihoz, de egy példára szorítkozom.
Egy erős tranzisztor - IRFI1010N - a kapu referencia teljes töltése Qg = 130 nC. Ez nem kis teljesítmény, mert a tranzisztor kivételesen nagy csatornafelülettel rendelkezik, ami rendkívül alacsony csatornaellenállást biztosít (12 mOhm). Ezekre a kulcsokra van szükség a 12 V-os konvertereknél, ahol minden milliohm számít. A csatorna nyitásának biztosításához a kaput Vg=+6V-tal kell ellátni a földhöz képest, míg a teljes kaputöltés Qg(Vg)=60nC. A 10V-ra feltöltött kapu megbízható kisütéséhez Qg(Vg)=90nC feloldása szükséges.
2. Áramvédelem, lágyindítás, munkaciklus korlátozás megvalósítása
Általános szabály, hogy a terhelési áramkörben egy soros ellenállást kérnek, hogy áramérzékelőként működjön. De értékes voltokat és wattokat fog ellopni az átalakító kimenetén, és csak a terhelési áramköröket figyeli, és nem fogja tudni érzékelni a rövidzárlatokat az elsődleges áramkörökben. A megoldás egy induktív áramérzékelő a primer áramkörben.
Maga az érzékelő (áramváltó) egy miniatűr toroid tekercs (belső átmérőjének az érzékelő tekercsén kívül szabadon át kell haladnia a fő transzformátor primer tekercsének vezetékén). A transzformátor primer tekercsének vezetékét átvezetjük a tóruszon (de nem a forrás „földelő” vezetékén!). A detektor felfutási időállandóját az órajel kb. 3-10 periódusára, a lecsengési idejét 10-szeresére állítottuk be, az optocsatoló válaszárama alapján (kb. 2-10 mA 1,2-1,6 feszültségeséssel). V).
A diagram jobb oldalán két tipikus megoldás található a TL494-hez. Az Rdt1-Rdt2 osztó beállítja a maximális munkaciklust (minimális pihenési fázis). Például, ha Rdt1=4,7kOhm, Rdt2=47kOhm a 4-es kimeneten az állandó feszültség Udt=450mV, ami 18...22%-os nyugalmi fázisnak felel meg (az IC sorozattól és a működési frekvenciától függően).
A tápfeszültség bekapcsolásakor a Css lemerül, és a DT bemenet potenciálja Vref (+5 V) lesz. A Css-t az Rss-n (más néven Rdt2-n) keresztül töltik fel, simán csökkentve a potenciális DT-t az osztó által korlátozott alsó határig. Ez egy "lágy indítás". Css = 47 μF és a jelzett ellenállások esetén az áramköri kimenetek a bekapcsolás után 0,1 másodperccel nyitnak, és további 0,3-0,5 másodpercen belül elérik az üzemi munkaciklust.
Az áramkörben az Rdt1, Rdt2, Css mellett két szivárgás van - az optocsatoló szivárgási árama (magas hőmérsékleten legfeljebb 10 μA, szobahőmérsékleten körülbelül 0,1-1 μA) és az IC alapárama bemeneti tranzisztor, amely a DT bemenetről áramlik. Annak biztosítására, hogy ezek az áramok ne befolyásolják jelentősen az osztó pontosságát, az Rdt2=Rss értéke legfeljebb 5 kOhm, az Rdt1 pedig nem nagyobb, mint 100 kOhm.
Természetesen az optocsatoló és a DT áramkör kiválasztása a vezérléshez nem alapvető. Hibaerősítőt is lehet használni komparátor módban, illetve blokkolni a generátor kapacitását vagy ellenállását (például ugyanazzal az optocsatolóval) - de ez csak leállás, nem sima korlátozás.
Generátor TL494-en állítható frekvenciával és munkaciklussal
Kísérletek és hangolási munkák során nagyon hasznos eszköz a frekvenciagenerátor. A követelmények kicsik, csak a következőkre van szüksége:
- frekvencia beállítás (impulzusismétlési periódus)
- a munkaciklus beállítása (üzemi tényező, impulzushossz)
- széleskörű
A generátor frekvenciabeállítási tartománya rendkívül magas - több tíz hertztől 500 kHz-ig, és bizonyos esetekben akár 1 MHz-ig is, a mikroáramkörtől függően; a különböző gyártók különböző valós értékekkel rendelkeznek a maximálisan összenyomható frekvenciáról ki".
Térjünk át a séma leírására:
Pit± és Pit~ - az áramkör digitális részének tápellátása, egyen- és váltakozó feszültséggel, 16-20 volt.
A Vout a tápegység tápfeszültsége, a generátor kimenetén lesz, 12 V-tól. Az áramkör digitális részének ebből a feszültségből való táplálásához a Vout és a Pit± csatlakoztatása szükséges, figyelembe véve a polaritást (16 volttól).
OUT(+/D) - a generátor teljesítménye, figyelembe véve a polaritást. + - tápegység plusz, D - térhatású tranzisztor leeresztés. A terhelés hozzájuk kapcsolódik.
G D S - csavaros blokk térhatású tranzisztor csatlakoztatásához, amelyet az Ön frekvencia- és teljesítményigényétől függően paraméterek szerint választanak ki. A nyomtatott áramköri kártya elrendezése a kimeneti kapcsoló vezetékeinek minimális hosszának és a szükséges szélességének figyelembevételével történik.
Vezérlők:
Az Rt egy változtatható ellenállás a generátor frekvenciatartományának szabályozására, ellenállását az Ön egyedi igényei szerint kell kiválasztani. Az alábbiakban mellékelünk egy online számológépet a TL494 frekvenciájának kiszámításához. Az R2 ellenállás korlátozza a mikroáramkör időzítő ellenállásának minimális ellenállását. Kiválasztható a mikroáramkör egy adott példányához, vagy az ábrán látható módon telepíthető.
A Ct egy frekvencia-beállító kondenzátor, ismét egy hivatkozás az online számológépre. Lehetővé teszi a beállítási tartomány igényeinek megfelelő beállítását.
Az Rdt egy változó ellenállás a munkaciklus beállítására. Az R1 ellenállással pontosan beállíthatja a beállítási tartományt 1% és 99% között, és helyette egy jumpert helyezhet előtérbe.
| Ct, nF: | |
| R2, kOhm: | |
| Rt, kOhm: |
Néhány szó az áramkör működéséről. A mikroáramkör 13. érintkezőjére alacsony szintet kapcsolva (kimeneti vezérlés) egyciklusú üzemmódba kapcsol. A mikroáramkör alsó tranzisztorát az R3 ellenállásra töltik, hogy létrehozzanak egy kimenetet a frekvenciamérő (frekvenciamérő) generátorához való csatlakozáshoz. A mikroáramkör felső tranzisztora vezérli a meghajtót egy komplementer S8050 és S8550 tranzisztorpáron, amelyek feladata a kimeneti teljesítménytranzisztor kapujának vezérlése. Az R5 ellenállás korlátozza a kapu áramát, értéke változtatható. Az L1 induktor és egy 47n kapacitású kondenzátor egy szűrőt képez, amely megvédi a TL494-et a meghajtó által okozott esetleges interferencia ellen. Előfordulhat, hogy az induktor induktivitását be kell állítani a frekvenciatartománynak megfelelően. Meg kell jegyezni, hogy az S8050 és az S8550 tranzisztorokat nem véletlenül választották, mivel elegendő teljesítménnyel és sebességgel rendelkeznek, amely biztosítja a frontok szükséges meredekségét. Mint látható, a rendszer rendkívül egyszerű és ugyanakkor funkcionális.
Az Rt változó ellenállást két sorba kapcsolt ellenállás formájában kell elkészíteni - egyfordulatú és többfordulatú, ha szüksége van a frekvenciaszabályozás simaságára és pontosságára.
A nyomtatott áramköri lapot a hagyományokat követve filctollal rajzolják és réz-szulfáttal maratják.
Teljesítménytranzisztorként szinte minden térhatású tranzisztor használható, amely alkalmas feszültségre, áramra és frekvenciára. Ezek lehetnek: IRF530, IRF630, IRF640, IRF840.
Minél kisebb a tranzisztor ellenállása nyitott állapotban, annál kevésbé melegszik fel működés közben. A radiátor jelenléte azonban kötelező.
A szórólapon található diagram szerint összeszerelve és tesztelve.
Csak a legfontosabb dolgokat.
Tápfeszültség 8-35V (40V-ig lehetségesnek tűnik, de nem teszteltem)
Együtemű és push-pull üzemmódban való működés képessége.
Egyciklusú üzemmódban az impulzus maximális időtartama 96% (nem kevesebb, mint 4% holtidő).
A kétütemű változatnál a holtidő időtartama nem lehet kevesebb 4%-nál.
A 4-es érintkezőre 0...3,3V feszültséget kapcsolva beállíthatja a holtidőt. És végezzen zökkenőmentes indítást.
A beépített stabilizált referencia feszültségforrás 5 V és áramerősség legfeljebb 10 mA.
Alacsony tápfeszültség ellen beépített védelem van, 5,5...7V (leggyakrabban 6,4V) alatt kikapcsol. Az a baj, hogy ezen a feszültségen a mosfetek már lineáris módba mennek és kiégnek...
A mikroáramkör-generátor kikapcsolása az Rt tű (6), a referenciafeszültség tű (14) vagy a Ct tű (5) kulccsal történő földelésével lehetséges.
Működési frekvencia 1…300 kHz.
Két beépített „hiba” műveleti erősítő Ku=70...95dB erősítéssel. Bemenetek - kimenetek (1); (2) és (15); (16). Az erősítők kimeneteit egy VAGY elem kombinálja, így amelyik kimeneti feszültsége nagyobb, az szabályozza az impulzus időtartamát. Az egyik komparátor bemenet általában a referenciafeszültséghez (14) van kötve, a második pedig - ahol kell... Az Erősítőn belüli jelkésleltetés 400 ns, nem egy órajelen belüli működésre tervezték.
A mikroáramkör kimeneti fokozatai, átlagosan 200 mA áramerősséggel, gyorsan feltöltik egy erős mosfet kapujának bemeneti kapacitását, de nem biztosítják a kisülést. ésszerű időn belül. Ezért külső meghajtóra van szükség.
5. tűs C2 kondenzátor és 6. érintkező R3 ellenállások; R4 - állítsa be a mikroáramkör belső oszcillátorának frekvenciáját. Push-pull módban 2-vel osztják.
Lehetőség van szinkronizálásra, bemeneti impulzusokkal történő triggerelésre.
Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal
Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal (az impulzus időtartamának és a szünet időtartamának aránya). Egy tranzisztoros kimeneti meghajtóval. Ez az üzemmód úgy valósul meg, hogy a 13-as érintkezőt egy közös tápbusszal csatlakoztatjuk.
séma (1)
Mivel a mikroáramkörnek két kimeneti fokozata van, amelyek ebben az esetben fázisban működnek, párhuzamosan kapcsolhatók a kimeneti áram növelése érdekében... Vagy nincs benne... (zöld a diagramon) Valamint az R7 ellenállás sem mindig telepítve.
Az R10 ellenállás feszültségének műveleti erősítővel történő mérésével korlátozhatja a kimeneti áramot. A második bemenetet referenciafeszültséggel látja el az R5 osztó; R6. Na látod, az R10 felmelegszik.
Lánc C6; A (3) lábon lévő R11 a nagyobb stabilitás érdekében van elhelyezve, az adatlap kéri, de enélkül is működik. A tranzisztor NPN szerkezetként is használható.
séma (2)
séma (3)
Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal. Két tranzisztoros kimeneti meghajtóval (komplementer átjátszó).
Mit mondhatnék? A jel alakja jobb, a kapcsolási pillanatokban a tranziens folyamatok csökkennek, a terhelhetőség nagyobb, a hőveszteség kisebb. Bár ez lehet szubjektív vélemény. De. Most csak két tranzisztoros meghajtót használok. Igen, a kapuáramkör ellenállása korlátozza a kapcsolási tranziensek sebességét.
séma (4)
És itt van egy tipikus boost (boost) állítható egyvégű konverter áramkörünk, feszültségszabályozással és áramkorlátozással.
Az áramkör működik, több változatban is összeraktam. A kimeneti feszültség az L1 tekercs fordulatszámától és az R7 ellenállások ellenállásától függ; R10; R11, melyeket a beállítás során választanak ki... Maga az orsó bármire feltekerhető. Méret - teljesítménytől függően. Gyűrű, Sh-core, akár csak a rúdon. De nem szabad telítődnie. Ezért, ha a gyűrű ferritből készül, akkor le kell vágni és réssel ragasztani. A számítógép tápegységeiből származó nagy gyűrűk jól működnek, nem kell őket vágni, „porított vasból” vannak, a rés már biztosított. Ha a mag W-alakú, akkor nem szerelünk be mágneses rést, rövid, közepes magot tartalmaznak - ezeken már van rés. Röviden: vastag rézzel vagy szerelőhuzallal tekerjük fel (teljesítménytől függően 0,5-1,0 mm) és a fordulatok száma 10 vagy több (attól függően, hogy milyen feszültséget szeretnénk kapni). A terhelést a tervezett kis teljesítményű feszültséghez kötjük. Az alkotásunkat egy erős lámpán keresztül csatlakoztatjuk az akkumulátorhoz. Ha a lámpa nem világít teljes intenzitással, vegyen egy voltmérőt és egy oszcilloszkópot...
Kiválasztjuk az R7 ellenállásokat; R10; R11 és az L1 tekercs fordulatainak száma, a terhelésnél a kívánt feszültség elérése érdekében.
Fojtó Dr1 - 5...10 fordulat vastag dróttal bármilyen magon. Még olyan opciókat is láttam, ahol az L1 és a Dr1 ugyanazon a magon van feltekerve. Én magam nem ellenőriztem.
séma (5)
Ez is egy igazi boost converter áramkör, amivel például egy laptopot autó akkumulátorról tölthetünk. A (15) bemeneteken lévő komparátor (16) figyeli a „donor” akkumulátor feszültségét, és kikapcsolja az átalakítót, ha a feszültség a kiválasztott küszöb alá esik.
Lánc C8; R12; A VD2 - az úgynevezett Snubber - az induktív emisszió visszaszorítására szolgál. Egy kisfeszültségű MOSFET spórol, pl az IRF3205 ha nem tévedek (lefolyó - forrás) 50V-ig bírja. Ez azonban nagymértékben csökkenti a hatékonyságot. A dióda és az ellenállás is eléggé felforrósodik. Ez növeli a megbízhatóságot. Egyes üzemmódokban (áramkörökben), anélkül, hogy egy nagy teljesítményű tranzisztor egyszerűen azonnal kiég. De néha mindezek nélkül is működik... Meg kell nézni az oszcilloszkópot...
séma (6)
Push-pull master generátor.
Különféle tervezési és beállítási lehetőségek.
Első pillantásra a kapcsolóáramkörök sokfélesége jóval szerényebb számban adódik, amelyek valóban működnek... Az első dolog, amit általában megteszek, ha „ravasz” áramkört látok, hogy átrajzoljam az ismert szabványba. nekem. Korábban GOST-nak hívták. Manapság nem világos, hogyan kell rajzolni, ami rendkívül megnehezíti az észlelést. És elrejti a hibákat. Szerintem ezt gyakran szándékosan teszik.
Master oszcillátor félhídhoz vagy hídhoz. Ez a legegyszerűbb generátor, az impulzus időtartama és frekvenciája manuálisan állítható be. Az időtartamot a (3) lábon lévő optocsatolóval is beállíthatja, de a beállítás nagyon éles. A mikroáramkör működésének megszakítására használtam. Egyes „világítótestek” szerint lehetetlen (3) tűvel vezérelni, a mikroáramkör kiég, de tapasztalataim megerősítik ennek a megoldásnak a működőképességét. Egyébként sikeresen használták hegesztő inverterben.
séma (10)
Példák áram- és feszültségszabályozás (stabilizálás) megvalósítására. Nekem tetszett, amit a 12. számú képen csináltam. Valószínűleg nem kell kék kondenzátort telepítenie, de jobb, ha megvan.
séma (11)
A tápegységek tervezésében részt vevő összes elektronikai mérnök előbb-utóbb szembesül a terhelési egyenérték hiányával vagy a meglévő terhelések, illetve méretek funkcionális korlátaival. Szerencsére az olcsó és erős térhatású tranzisztorok megjelenése az orosz piacon valamelyest korrigált a helyzeten.
Elkezdtek megjelenni a térhatású tranzisztorokon alapuló elektronikus terhelések amatőr tervezései, amelyek alkalmasabbak elektronikus ellenállásként való használatra, mint bipoláris társaik: jobb hőmérséklet-stabilitás, csaknem nulla csatornaellenállás nyitott állapotban, alacsony vezérlőáramok - a fő előnyök, amelyek meghatározzák az elektromos ellenállást. előnyben részesítik nagy teljesítményű eszközök szabályozó elemeként való alkalmazásukat. Sőt, sokféle ajánlat jelent meg az eszközgyártóktól, amelyek árlistái tele vannak az elektronikus terhelések legkülönfélébb modelljeivel. De mivel a gyártók nagyon összetett és többfunkciós termékeiket, az úgynevezett „elektronikus terheléseket” főként a termelésre összpontosítják, ezeknek a termékeknek az ára olyan magas, hogy csak egy nagyon gazdag ember engedheti meg magának a vásárlást. Igaz, nem teljesen világos, hogy egy gazdag embernek miért van szüksége elektronikus terhelésre.
Nem vettem észre semmilyen kereskedelmi gyártású EN-t, amely az amatőr mérnöki szektort célozta volna. Ez azt jelenti, hogy újra mindent magának kell megtennie. Eh... Kezdjük.
Az elektronikus terhelési egyenérték előnyei
Miért előnyben részesítik elvileg az elektronikus terhelési egyenértékeket a hagyományos eszközökkel szemben (erős ellenállások, izzólámpák, hőmelegítők és egyéb eszközök), amelyeket a tervezők gyakran használnak a különféle teljesítményeszközök beállításakor?
A portál polgárai, akik részt vesznek a tápegységek tervezésében és javításában, kétségtelenül tudják a választ erre a kérdésre. Személy szerint két tényezőt látok, ami elegendő ahhoz, hogy az Ön „laboratóriumában” legyen elektronikus terhelés: kis méretek, a terhelési teljesítmény nagy határok közötti szabályozásának lehetősége egyszerű eszközökkel (ugyanúgy, ahogyan a hangerőt vagy a kimeneti feszültséget szabályozzuk). a tápegység - normál változó ellenállással, és nem erős kapcsolóérintkezőkkel, reosztát motorral stb.).
Emellett az elektronikus terhelés „műveletei” könnyen automatizálhatók, így egyszerűbbé és kifinomultabbá téve az elektromos terhelést használó teljesítményeszköz tesztelését. Ugyanakkor természetesen a mérnök szeme és keze felszabadul, és a munka eredményesebbé válik. De az összes lehetséges csengő, síp és tökéletesség örömei nem ebben a cikkben találhatók, és talán egy másik szerzőtől. Addig is beszéljünk még egyfajta elektronikus terhelésről - az impulzusról.
Az EN impulzusos változatának jellemzői
Az analóg elektronikus terhelések minden bizonnyal jók, és sokan azok közül, akik elektromos terhelést használtak a tápegységek beállításakor, értékelték előnyeit. Az impulzusos tápegységeknek megvannak a sajátosságai, amelyek lehetővé teszik a tápegység impulzusterhelés melletti működésének értékelését, mint például a digitális eszközök működése. Az erős hangfrekvenciás erősítők a tápegységekre is jellemző hatással vannak, ezért jó lenne tudni, hogy egy adott erősítőhöz tervezett és gyártott táp hogyan viselkedik egy meghatározott terhelés mellett.
A javítandó tápegységek diagnosztizálása során az impulzusos EN használatának hatása is észrevehető. Például impulzusos EN segítségével egy modern számítógépes tápegység meghibásodását találták. Ennek a 850 wattos tápegységnek a bejelentett meghibásodása a következő volt: a számítógép, amikor ezzel a tápegységgel dolgozott, véletlenszerűen kikapcsolt bármikor, amikor bármilyen alkalmazással dolgozott, függetlenül a leállításkor fogyasztott áramtól. Normál terhelésre tesztelve (egy csomó erős +3V, +5V-os ellenállás és +12V-os halogén izzók) ez a tápegység dörömbölve működött több órán keresztül, annak ellenére, hogy a terhelési teljesítmény a 2/3-a volt. bejelentett hatalom. A hiba akkor jelentkezett, amikor egy impulzusos elektromos tápegységet csatlakoztattak a +3 V csatornához, és a tápegység azonnal kikapcsolt, amint az ampermérő tű elérte az 1A jelet. Ebben az esetben a többi pozitív feszültségcsatornán a terhelési áramok nem haladták meg a 3 A-t. A felügyelő tábla hibásnak bizonyult, és kicserélték egy hasonlóra (szerencsére volt ugyanaz a tápegység kiégett tápegységgel), ami után a tápegység normálisan működött az impulzus számára megengedett maximális áramerősséggel. használt tápegység példány (10A), amely ebben a cikkben a leírás tárgya.
Ötlet
Az impulzusterhelés létrehozásának ötlete elég régen felmerült, és 2002-ben valósult meg először, de nem a jelenlegi formájában és más elemalapon és kicsit más célokra, és akkor még nem volt elegendő ösztönzők és egyéb indokok számomra, hogy ezt az ötletet kidolgozzam. Most a csillagok másképp helyezkednek el, és valami összeállt ennek az eszköznek a következő inkarnációjához. Másrészt a készülék kezdetben egy kicsit más célt szolgált - az impulzustranszformátorok és a fojtótekercsek paramétereinek ellenőrzése. De az egyik nem zavarja a másikat. Egyébként, ha valaki induktív alkatrészeket szeretne kutatni ezzel vagy hasonló eszközzel, kérem: az alábbiakban tiszteletreméltó (teljesítményelektronika területén) mérnökök e témával foglalkozó cikkeinek archívumát találja.
Tehát elvileg mi az a „klasszikus” (analóg) EN? Áramstabilizátor rövidzárlati üzemmódban működik. És semmi más. Akinek pedig bármilyen szenvedélyében igaza lesz, az bezárja a töltő vagy a hegesztőgép kimeneti csatlakozóit, és azt mondja: ez elektronikus terhelés! Természetesen nem tény, hogy egy ilyen rövidzárlatnak nem lesz káros következménye sem a készülékekre, sem magára a kezelőre nézve, de mindkét eszköz valóban áramforrás, és némi finomhangolás után azt állíthatja, hogy elektronikus terhelés, mint bármely más tetszőlegesen primitív áramforrás. Az analóg EN áramerőssége a vizsgált tápegység kimenetén lévő feszültségtől, a térhatású tranzisztorcsatorna ohmos ellenállásától függ, amelyet a kapu feszültségértéke állít be.
Az impulzusos áramforrásban lévő áramerősség a paraméterek összegétől függ, amelyek magukban foglalják az impulzusszélességet, a kimeneti kapcsoló nyitott csatornájának minimális ellenállását és a vizsgált tápegység tulajdonságait (kondenzátorok kapacitása, induktivitása). táp fojtótekercsek, kimeneti feszültség).
Nyitott kapcsoló esetén az EN rövid távú zárlatot képez, amelyben a vizsgált tápegység kondenzátorai kisülnek, és a fojtótekercsek (ha a tápegységben vannak) hajlamosak telítődni. Klasszikus rövidzárlat azonban nem fordul elő, mert Az impulzusszélességet időben korlátozzák a mikroszekundumos értékek, amelyek meghatározzák a tápegység kondenzátorainak kisülési áramának nagyságát.
Ugyanakkor az impulzusos tápegység tesztelése szélsőségesebb a vizsgált tápegység esetében. De egy ilyen ellenőrzés több „csapdát” tár fel, beleértve a tápegységhez szállított tápvezetékek minőségét. Így, amikor egy impulzusos tápegységet egy 12 voltos tápegységhez csatlakoztatnak 0,8 mm magátmérőjű és 5 A terhelőáramú rézvezetékekkel, az elektromos tápegység oszcillogramja hullámzást mutatott, amely téglalap alakú sorozat volt. impulzusok legfeljebb 2 V-os kilengéssel és éles tüskék, amelyek amplitúdója megegyezik a tápfeszültséggel. Magának a tápegységnek a kivezetésein gyakorlatilag nem volt pulzálás az elektromos tápegységtől. Magán az EN-en a hullámzást minimálisra (50 mV alá) csökkentették az EN-t tápláló vezetékek magjainak számának növelésével - akár 6-ra. A „kétmagos” változatban a minimális hullámosság a „ hatmagos” változatot egy további 4700 mF kapacitású elektrolit kondenzátor felszerelésével értük el a terheléses tápvezetékek csatlakozási pontjaiban. Tehát tápegység építésénél az impulzusos tápegység nagyon hasznos lehet.
Rendszer
Az EN közkedvelt (az újrahasznosított számítógép-tápegységek nagy számának köszönhetően) alkatrészek felhasználásával szerelik össze. Az EN áramkör egy generátort tartalmaz állítható frekvenciával és impulzusszélességgel, hő- és áramvédelemmel. A generátor PWM-en készül TL494.
A frekvencia beállítását az R1 változó ellenállás végzi; munkaciklus - R2; hőérzékenység - R4; áramkorlát - R14.
A generátor kimenetét egy emitterkövető (VT1, VT2) táplálja, hogy a 4 vagy annál nagyobb térhatású tranzisztorok kapukapacitásával működjön.
Az áramkör generátor része és a VT1, VT2 tranzisztoron lévő pufferfokozat +12...15V kimeneti feszültségű, maximum 2A áramerősségű külön tápforrásról vagy a teljesítmény +12V csatornájáról táplálható. a kínálat tesztelés alatt áll.
Az EN kimenete (drain of the field-effect tranzistor) a vizsgált tápegység „+” jelére, az EN közös vezetéke a tápegység közös vezetékére csatlakozik. A térhatású tranzisztorok mindegyik kapuját (csoportos használat esetén) saját ellenállással kell a pufferfokozat kimenetére kötni, ezzel kiegyenlíteni a kapuparaméterek (kapacitás, küszöbfeszültség) különbségét és biztosítva a szinkron működést. a kapcsolók közül.
A fényképek azt mutatják, hogy az EN kártyán egy pár LED található: zöld - terhelési teljesítmény jelző, piros jelzi a mikroáramköri hibaerősítők működését kritikus hőmérsékleten (állandó fény), vagy ha az áram korlátozott (alig észrevehető villogás). A piros LED működését a KT315 tranzisztoron lévő gomb vezérli, melynek emittere közös vezetékre van kötve; alap (5-15 kOhm-os ellenálláson keresztül) a mikroáramkör 3. érintkezőjével; kollektor - (1,1 kOhm-os ellenálláson keresztül) a LED katódjával, amelynek anódja a DA1 mikroáramkör 8, 11, 12 érintkezőihez csatlakozik. Ez a csomópont nem látható a diagramon, mert nem feltétlenül kötelező.
Az R16 ellenállással kapcsolatban. Amikor 10A áram halad át rajta, az ellenállás által disszipált teljesítmény 5 W lesz (a diagramon feltüntetett ellenállással). A tényleges kialakításban 0,1 Ohm ellenállású ellenállást használnak (a szükséges értéket nem találták meg), és a testében azonos áramerősséggel disszipált teljesítmény 10 W lesz. Ebben az esetben az ellenállás hőmérséklete jóval magasabb, mint az EN gombok hőmérséklete, amelyek (a képen látható radiátor használatakor) nem nagyon melegszenek fel. Ezért jobb, ha a hőmérséklet-érzékelőt az R16-os ellenállásra (vagy annak közvetlen közelébe) szereli fel, és nem a radiátorra EN gombokkal.
Tegnap eljutottunk ahhoz, hogy gyakorlati tanulmányt készítsünk erről, a legutóbbi időkig legelterjedtebb (jelenleg a technika tovább ment) PWM vezérlőről. Körülbelül 30 hibás blokkot halmoztam fel. Nem tudom mi van előbb, azért gyűjtöttem, hogy megtanuljam javítani, vagy arról álmodoztam, hogy megtanulom javítani, és ezért gyűjtöttem őket =))) Vettem egy miniDSO DS203 játékoszcilloszkópot (már néhány évvel ezelőtt), elsősorban pulzáló források gyakorlati tanulmányozására. Aztán játszottam vele, és elvetettem a tápegységek javításának gondolatát. Nem volt elég tapasztalatom és morálom ahhoz, hogy megértsem a mikroáramkör szerkezetét.
Eddig csak kisebb sérüléssel rendelkező blokkokat tudtam megjavítani.
A mikroáramkör működéséről bőven van leírás az interneten, ezt a cikket például korábban is olvastam, de nem értettem rögtön semmit.
TL494 vezérlő chip
Aztán ráakadtam egy videóra, amin egy srác könnyedén elvitt és megjavított egy blokkot.
Link arra a pillanatra, amikor ellenőrzi a PWM chip használhatóságát.
ATX tápegység megfelelő javítása (a TheMovieAll által)
Általában ismét kivettem az egyik hibás blokkot, és ismételni kezdtem utána.
Az AT blokkon azonnal sikerült a kísérlet, amikor külső forrásból kapták az áramot, a mikroáramkör beindult, és a mikroáramkör 5., 8. és 11. lábán megfigyelhettem a „helyes” oszcillogrammokat. ATX-nél nem ment azonnal.
Egy kis szenvedés után több ATX blokkban próbáltam PWM-et futtatni, arra gondoltam, hogy nem lehet, hogy mindegyikben a PWM hibás. Szóval valamit rosszul csinálok. Csak ezután merült fel a PS-on jel ötlete. Rövidre zártam a testtel és működött! Itt szeretném hozzátenni, hogy a 4. lábon lévő ellenállás rövidre zárása nem egy univerzális módszer, ez a blokklap konkrét kialakításától függ, gyakran a DTC-t úgy csatlakoztatják a Vref-hez, hogy azokat nem lehet leválasztani a nyomon követni. A MovieAll srácnak szerencséje volt: rövidre zárta az ellenállást, és nem küldte le Vrefet. Jobb, ha egyáltalán nem nyúl ehhez az ellenálláshoz. Helyesebb módszer a jól ismert ROM.by oldal 3. pontjának instrukciója. Bár több éve olvastam, a rengeteg információ nem tette lehetővé, hogy megértsem és megértsem. Nos, úgy tűnik, néhány dolgot évekbe telnek megérteni =)))
ROM.by: Egy fiatal tápszerelő ABC-je. Olvasd el, majd tedd fel a kérdést.
Idézet:
"A TL494 és hasonló (KA7500) PWM chip ellenőrzése.
A fennmaradó PWM-ekről további információkat fogunk írni.
1. Csatlakoztassa az egységet a hálózathoz. A 12. lábon kb 12-30V legyen.
2. Ha nem, ellenőrizze az ügyeleti helyiséget. Ha van, ellenőrizze a feszültséget a 14. lábon - +5 V-nak (+-5%) kell lennie.
3. Ha nem, cserélje ki a mikroáramkört. Ha igen, ellenőrizze a 4. láb viselkedését, amikor a PS-ON testzárlatos. Az áramkör előtt kb 3...5V kell lennie, utána kb 0.
4. Szerelje fel a jumpert a 16-os lábról (áramvédelem) a talajra (ha nem használja, akkor már a földön van). Így ideiglenesen letiltjuk az MS áramvédelmet.
5. Zárjuk le a PS-ON-t a földre, és impulzusokat figyelünk meg a PWM 8. és 11. lábán, majd a kulcstranzisztorok alapjain.
6. Ha nincs impulzus 8 vagy 11 lábon, vagy a PWM felmelegszik, cserélje ki a mikroáramkört. Célszerű ismert gyártók mikroáramköreit használni (Texas Instruments, Fairchild Semiconductor stb.).
7. Ha szép a kép, akkor a PWM és a meghajtókaszkád élőnek tekinthető.
8. Ha nincsenek impulzusok a kulcstranzisztorokon, ellenőrizzük a köztes fokozatot (meghajtót) - általában 2 db C945 kollektorokkal a meghajtó transzon, két 1N4148 és 1...10 μF kapacitású 50 V-on, diódák a bekötésükben , maguk a kulcstranzisztorok, a tápláb transzformátor és a leválasztó kondenzátor forrasztása."