ZASADA DZIAŁANIA TL494
NA PRZYKŁADZIE SAMOCHODOWYCH PRZETWORNIKÓW NAPIĘCIA
TL494 to w zasadzie legendarny układ do przełączania zasilaczy. Niektórzy mogą oczywiście argumentować, że są teraz nowsze, bardziej zaawansowane kontrolery PWM i po co grzebać w tym śmieciu. Osobiście mogę na to powiedzieć tylko jedno – Lew Tołstoj w ogóle pisał ręcznie i jak pisał! Ale obecność Worda dwa tysiące trzynastego na twoim komputerze nawet nie zachęciła nikogo do napisania chociaż normalnej historii. No cóż, ci, którzy są zainteresowani, patrz dalej, ci, którzy nie - wszystkiego najlepszego!
Chcę od razu dokonać rezerwacji – będziemy mówić o modelu TL494 firmy Texas Instruments. Faktem jest, że ten sterownik ma ogromną liczbę analogów produkowanych przez różne fabryki i chociaż ich schemat strukturalny jest BARDZO podobny, to nadal nie są to dokładnie te same mikroukłady - nawet wzmacniacze błędów na różnych mikroukładach mają różne wartości wzmocnienia przy tej samej pasywce okablowanie. Dlatego po wymianie KONIECZNIE sprawdź jeszcze raz parametry naprawianego zasilacza - osobiście nadepnąłem na tę grabie.
No cóż, takie było powiedzenie, ale tu zaczyna się bajka. Oto schemat blokowy TL494 prosto z Texas Instruments. Jeśli przyjrzysz się uważnie, nie ma w nim zbyt wiele wypełnienia, ale to właśnie to połączenie jednostek funkcjonalnych pozwoliło temu kontrolerowi zyskać ogromną popularność za grosze.
Mikroukłady produkowane są zarówno w konwencjonalnych obudowach DIP, jak i planarnych do montażu powierzchniowego. Rozkład pinów w obu przypadkach jest podobny. Osobiście ze względu na moją ślepotę wolę pracować w staromodny sposób - zwykłe rezystory, pakiety DIP i tak dalej.
Piny siódmy i dwunasty zasilane są napięciem zasilania, siódmy to MINUS, czyli OGÓLNE, a dwunasty to PLUS. Zakres napięć zasilania jest dość duży - od pięciu do czterdziestu woltów. Dla przejrzystości mikroukład jest powiązany z elementami pasywnymi, które ustawiają jego tryby pracy. Cóż, do czego jest przeznaczony, co stanie się jasne po uruchomieniu mikroukładu. Tak, tak, dokładnie uruchomienie, ponieważ mikroukład nie zaczyna działać natychmiast po włączeniu zasilania. Cóż, najpierw najważniejsze rzeczy.
Tak więc po podłączeniu zasilania napięcie nie pojawi się natychmiast na dwunastym pinie TL494 - ładowanie kondensatorów filtra mocy zajmie trochę czasu, a moc rzeczywistego źródła zasilania oczywiście nie jest nieskończony. Tak, proces ten jest dość ulotny, ale nadal istnieje - napięcie zasilania wzrasta z biegiem czasu od zera do wartości nominalnej. Załóżmy, że nasze nominalne napięcie zasilania wynosi 15 woltów i przykładamy je do płytki sterownika.
Napięcie na wyjściu stabilizatora DA6 będzie prawie równe napięciu zasilania całego mikroukładu, dopóki moc główna nie osiągnie napięcia stabilizacji. Dopóki będzie ono niższe niż 3,5 V, wyjście komparatora DA7 będzie miało logiczny poziom jeden, ponieważ komparator ten monitoruje wartość wewnętrznego napięcia odniesienia zasilania. Ta jednostka logiczna jest dostarczana do bramki OR DD1. Zasada działania elementu logicznego OR polega na tym, że jeśli przynajmniej jedno z jego wejść ma wejście logiczne, to na wyjściu będzie jeden, tj. jeśli na pierwszym wejściu LUB na drugim jest jedno, LUB na trzecim LUB na czwartym, wówczas wyjście DD1 będzie jedno, a to, co będzie na pozostałych wejściach, nie ma znaczenia. Tak więc, jeśli napięcie zasilania spadnie poniżej 3,5 wolta, DA7 blokuje dalszy przepływ sygnału zegara i na wyjściach mikroukładu nic się nie dzieje - nie ma impulsów sterujących.
Jednakże, gdy tylko napięcie zasilania przekroczy 3,5 V, napięcie na wejściu odwracającym staje się większe niż na wejściu nieodwracającym, a komparator zmienia napięcie wyjściowe na logiczne zero, usuwając w ten sposób pierwszy stopień blokujący.
Drugi stopień blokowania jest kontrolowany przez komparator DA5, który monitoruje wartość napięcia zasilania, a mianowicie jego wartość 5 woltów, ponieważ wewnętrzny stabilizator DA6 nie może wytworzyć napięcia większego niż na swoim wejściu. Gdy tylko napięcie zasilania przekroczy 5 woltów, na wejściu odwracającym DA5 wzrośnie ono, ponieważ na wejściu nieodwracającym jest ograniczone przez napięcie stabilizacyjne diody Zenera VDin5. Napięcie na wyjściu komparatora DA5 stanie się równe zeru logicznemu i gdy osiągnie wejście DD1, drugi stopień blokujący zostanie usunięty.
Wewnętrzne napięcie odniesienia 5 woltów jest również wykorzystywane wewnątrz mikroukładu i jest wyprowadzane na zewnątrz przez pin 14. Zastosowanie wewnętrzne gwarantuje stabilną pracę wewnętrznych komparatorów DA3 i DA4, ponieważ te komparatory generują impulsy sterujące w oparciu o wielkość generowanego napięcia piłokształtnego przez generator G1.
Tu jest lepiej, żeby był porządek. Mikroukład zawiera generator piły, którego częstotliwość zależy od kondensatora czasowego C3 i rezystora R13. Ponadto R13 nie uczestniczy bezpośrednio w tworzeniu piły, ale służy jako element regulacyjny generatora prądu, który ładuje kondensator C3. Zatem, zmniejszając wartość znamionową R13, wzrasta prąd ładowania, kondensator ładuje się szybciej i odpowiednio wzrasta częstotliwość taktowania, a amplituda generowanej piły zostaje utrzymana.
Następnie piła przechodzi na wejście odwracające komparatora DA3. Na wejściu nieodwracającym występuje napięcie odniesienia 0,12 wolta. Odpowiada to dokładnie pięciu procentom całego czasu trwania impulsu. Innymi słowy, niezależnie od częstotliwości, jednostka logiczna pojawia się na wyjściu komparatora DA3 dokładnie przez pięć procent czasu trwania całego impulsu sterującego, blokując w ten sposób element DD1 i zapewniając czas przerwy między przełączaniem tranzystorów wyjścia etap mikroukładu. Nie jest to do końca wygodne – jeśli częstotliwość zmienia się w trakcie pracy, to przy częstotliwości maksymalnej należy uwzględnić czas przerwy, gdyż czas przerwy będzie minimalny. Jednak problem ten można dość łatwo rozwiązać, zwiększając wartość napięcia odniesienia o 0,12 wolta, a czas trwania przerw odpowiednio wzrośnie. Można tego dokonać montując dzielnik napięcia za pomocą rezystorów lub stosując diodę o niskim spadku napięcia na złączu.
Również piła z generatora trafia do komparatora DA4, który porównuje jej wartość z napięciem generowanym przez wzmacniacze błędu na DA1 i DA2. Jeżeli wartość napięcia ze wzmacniacza błędu jest niższa od amplitudy napięcia piłokształtnego, to impulsy sterujące przechodzą bez zmian do sterownika, natomiast jeśli na wyjściach wzmacniaczy błędu pojawia się napięcie i jest ono większe od wartości minimalnej i mniejsze niż maksymalne napięcie piłokształtne, wówczas gdy napięcie piłokształtne osiągnie poziom napięcia z błędów wzmacniacza, komparator DA4 generuje poziom logiczny i wyłącza impuls sterujący prowadzący do DD1.
Po DD1 znajduje się falownik DD2, który generuje zbocza dla działającego zboczem D-flip-flop DD3. Wyzwalacz z kolei dzieli sygnał zegarowy na dwie części i naprzemiennie umożliwia działanie elementów AND. Istota działania elementów AND polega na tym, że na wyjściu elementu pojawia się logiczny tylko w przypadku, gdy tak jest logiczny na jednym wejściu ORAZ będzie logiczny na pozostałych wejściach, jest to jednostka logiczna. Drugie piny tych elementów logicznych AND są ze sobą połączone i wyprowadzone na trzynasty pin, który może zostać wykorzystany do zewnętrznego umożliwienia działania mikroukładu.
Po DD4, DD5 następuje para elementów OR-NOT. To już znany element OR, tylko jego napięcie wyjściowe jest odwrócone, tj. Nie prawda. Innymi słowy, jeśli przynajmniej jedno z wejść elementu zawiera wejście logiczne, to jego wyjście NIE będzie jedynką, tj. zero. Aby na wyjściu elementu pojawiła się jedynka logiczna, na obu jego wejściach musi znajdować się zero logiczne.
Drugie wejścia elementów DD6 i DD7 podłączamy bezpośrednio do wyjścia DD1, co blokuje elementy o ile na wyjściu DD1 jest wejście logiczne.
Z wyjść DD6 i DD7 impulsy sterujące docierają do baz tranzystorów stopnia wyjściowego regulatora PWM. Co więcej, sam mikroukład wykorzystuje tylko podstawy, a kolektory i emitery znajdują się na zewnątrz mikroukładu i użytkownik może z nich korzystać według własnego uznania. Przykładowo, łącząc emitery wspólnym przewodem i łącząc uzwojenia transformatora dopasowującego z kolektorami, możemy bezpośrednio sterować tranzystorami mocy za pomocą mikroukładu.
Jeśli kolektory tranzystorów stopnia wyjściowego zostaną podłączone do napięcia zasilania, a emitery zostaną obciążone rezystorami, wówczas otrzymamy impulsy sterujące do bezpośredniego sterowania bramkami tranzystorów mocy, które oczywiście nie są zbyt mocne - prąd kolektora tranzystorów stopnia wyjściowego nie powinien przekraczać 250 mA.
Za pomocą TL494 możemy także sterować przetwornicami typu single-ended łącząc ze sobą kolektory i emitery tranzystorów. Korzystając z tej konstrukcji obwodu, można również zbudować stabilizatory impulsowe - ustalony czas przerwy nie pozwoli na namagnesowanie indukcyjności, ale można go również zastosować jako stabilizator wielokanałowy.
Teraz kilka słów o schemacie połączeń i okablowaniu sterownika TL494 PWM. Dla większej przejrzystości weźmy kilka diagramów z Internetu i spróbujmy je zrozumieć.
SCHEMATY PRZETWORNIKÓW NAPIĘCIA SAMOCHODOWYCH
KORZYSTAJĄC Z TL494
Najpierw przyjrzyjmy się konwerterom samochodowym. Diagramy są brane TAK JAK SĄ, więc oprócz wyjaśnień pozwolę ci podkreślić pewne niuanse, które zrobiłbym inaczej.
Zatem schemat numer 1. Samochodowa przetwornica napięcia, która ma stabilizowane napięcie wyjściowe, a stabilizacja odbywa się pośrednio - sterowane jest nie napięcie wyjściowe przetwornicy, ale napięcie na uzwojeniu dodatkowym. Oczywiście napięcia wyjściowe transformatora są ze sobą powiązane, więc wzrost obciążenia na jednym z uzwojeń powoduje spadek napięcia nie tylko na nim, ale także na wszystkich uzwojeniach nawiniętych na ten sam rdzeń. Napięcie na uzwojeniu dodatkowym jest prostowane mostkiem diodowym, przechodzi przez tłumik na rezystorze R20, jest wygładzane przez kondensator C5 i poprzez rezystor R21 dociera do pierwszej części mikroukładu. Przypomnijmy sobie schemat blokowy i zobaczmy, że pierwsze wyjście jest wejściem nieodwracającym wzmacniacza błędu. Drugi pin jest wejściem odwracającym, przez które wprowadzane jest ujemne sprzężenie zwrotne z wyjścia wzmacniacza błędu (pin 3) przez rezystor R2. Zwykle równolegle do tego rezystora umieszcza się kondensator o pojemności 10...47 nanofaradów - spowalnia to nieco szybkość reakcji wzmacniacza błędu, ale jednocześnie znacznie zwiększa stabilność jego pracy i całkowicie eliminuje efekt przeregulowania.
Przeregulowanie to zbyt silna reakcja sterownika na zmiany obciążenia i prawdopodobieństwo wystąpienia procesu oscylacyjnego. Powrócimy do tego efektu, gdy w pełni zrozumiemy wszystkie procesy zachodzące w tym obwodzie, więc powrócimy do pinu 2, który jest spolaryzowany w stosunku do pinu 14, który jest wyjściem wewnętrznego stabilizatora przy napięciu 5 woltów. Zrobiono to w celu bardziej poprawnej pracy wzmacniacza błędu - wzmacniacz ma jednobiegunowe napięcie zasilania i dość trudno jest mu pracować z napięciami bliskimi zera. Dlatego w takich przypadkach generowane są dodatkowe napięcia w celu wprowadzenia wzmacniacza w tryby pracy.
Między innymi stabilizowane napięcie 5 woltów służy do utworzenia „miękkiego” startu - poprzez kondensator C1 jest doprowadzany do styku 4 mikroukładu. Przypominam, że czas przerwy pomiędzy impulsami sterującymi zależy od napięcia na tym pinie. Z tego nietrudno wywnioskować, że podczas rozładowania kondensatora C1 czas przerwy będzie tak długi, że przekroczy czas trwania samych impulsów sterujących. Jednakże w miarę ładowania kondensatora napięcie na czwartym zacisku zacznie spadać, skracając czas przerwy. Czas trwania impulsów sterujących zacznie wzrastać, aż osiągnie wartość 5%. Takie rozwiązanie obwodu umożliwia ograniczenie prądu płynącego przez tranzystory mocy podczas ładowania wtórnych kondensatorów mocy i eliminuje przeciążenie stopnia mocy, ponieważ wartość skuteczna napięcia wyjściowego wzrasta stopniowo.
Piny ósmy i jedenasty mikroukładu są podłączone do napięcia zasilania, dlatego stopień wyjściowy pracuje jako wtórnik emitera i tak jest - piny dziewiąty i dziesiąty są połączone poprzez rezystory ograniczające prąd R6 i R7 z rezystorami R8 i R9 , a także do baz VT1 i VT2 . W ten sposób wzmacnia się stopień wyjściowy sterownika - otwieranie tranzystorów mocy odbywa się poprzez rezystory R6 i R7, szeregowo, z którymi połączone są diody VD2 i VD3, ale zamykanie, które wymaga znacznie większej energii, odbywa się za pomocą VT1 i VT2, połączone jako wtórniki emitera, ale zapewniające duże prądy, występują dokładnie wtedy, gdy na bramkach powstaje zerowe napięcie.
Następnie mamy 4 tranzystory mocy w każdym ramieniu, połączone równolegle, aby uzyskać większy prąd. Szczerze mówiąc, zastosowanie tych konkretnych tranzystorów powoduje pewne zamieszanie. Najprawdopodobniej autor tego schematu po prostu miał je w magazynie i postanowił je dodać. Faktem jest, że IRF540 ma maksymalny prąd 23 amperów, energia zmagazynowana w bramkach to 65 nano kulombów, a najpopularniejsze tranzystory IRFZ44 mają maksymalny prąd 49 amperów, natomiast energia bramki to 63 nano kulombów. Innymi słowy, stosując dwie pary IRFZ44, uzyskujemy niewielki wzrost maksymalnego prądu i dwukrotne zmniejszenie obciążenia stopnia wyjściowego mikroukładu, co tylko zwiększa niezawodność tej konstrukcji pod względem parametrów. I nikt nie anulował formuły „Mniej części – większa niezawodność”.
Oczywiście tranzystory mocy muszą pochodzić z tej samej partii, ponieważ w tym przypadku zmniejsza się rozrzut parametrów pomiędzy tranzystorami połączonymi równolegle. Idealnie byłoby, oczywiście, lepiej dobierać tranzystory na podstawie ich wzmocnienia, ale nie zawsze jest to możliwe, ale i tak powinieneś móc kupić tranzystory z tej samej partii.
Równolegle do tranzystorów mocy są połączone szeregowo rezystory R18, R22 i kondensatory C3, C12. Są to tłumiki zaprojektowane do tłumienia impulsów samoindukcyjnych, które nieuchronnie powstają, gdy impulsy prostokątne są przykładane do obciążenia indukcyjnego. Dodatkowo sprawę pogarsza modulacja szerokości impulsu. Warto tutaj zagłębić się w szczegóły.
Gdy tranzystor mocy jest otwarty, przez uzwojenie przepływa prąd, który cały czas wzrasta i powoduje wzrost pola magnetycznego, którego energia przekazywana jest do uzwojenia wtórnego. Ale gdy tylko tranzystor się zamknie, prąd przestaje płynąć przez uzwojenie, a pole magnetyczne zaczyna się zapadać, powodując pojawienie się napięcia o odwrotnej polaryzacji. Do istniejącego napięcia pojawia się krótki impuls, którego amplituda może przekroczyć początkowo przyłożone napięcie. Powoduje to wzrost prądu, powoduje powtarzającą się zmianę polaryzacji napięcia indukowanego przez samoindukcję, a teraz samoindukcja zmniejsza ilość dostępnego napięcia, a gdy tylko prąd staje się mniejszy, polaryzacja samoindukcji impuls indukcyjny zmienia się ponownie. Proces ten jest tłumiony, ale wielkości prądów i napięć samoindukcyjnych są wprost proporcjonalne do całkowitej mocy transformatora mocy.
W wyniku tych wahań, w momencie zamknięcia wyłącznika zasilania, na uzwojeniu transformatora obserwuje się procesy udarowe i do ich tłumienia stosuje się tłumiki - rezystancję rezystora i pojemność kondensatora dobiera się w taki sposób, aby ładowanie kondensatora wymaga dokładnie tyle samo czasu, ile potrzeba na zmianę polaryzacji samoindukcyjnego transformatora impulsowego.
Dlaczego musisz walczyć z tymi impulsami? Wszystko jest bardzo proste - nowoczesne tranzystory mocy mają zamontowane diody, a ich spadek napięcia jest znacznie większy niż rezystancja przełącznika otwartego pola, a to właśnie diody mają trudności, gdy zaczynają gasić emisję samoindukcji na szynach zasilających przez siebie, a głównie obudowy tranzystorów mocy nagrzewają się nie dlatego, że nagrzewają się kryształy przejściowe tranzystorów, tylko wewnętrzne diody. Jeśli usuniesz diody, napięcie wsteczne dosłownie zabije tranzystor mocy już przy pierwszym impulsie.
Jeżeli przetwornica nie jest wyposażona w stabilizację PWM, to czas drgań samoindukcyjnych jest stosunkowo krótki - wkrótce otwiera się tranzystor mocy drugiego ramienia, a samoindukcja jest tłumiona przez niską rezystancję otwartego tranzystora.
Jeśli jednak przetwornica posiada sterowanie PWM napięcia wyjściowego, to przerwy pomiędzy otwarciami tranzystorów mocy stają się dość długie i naturalnie czas drgań samoindukcyjnych znacznie wzrasta, zwiększając nagrzewanie się diod wewnątrz tranzystorów. Z tego powodu przy tworzeniu zasilaczy stabilizowanych nie zaleca się zapewniania rezerwy napięcia wyjściowego większej niż 25% - czas przerwy staje się zbyt długi, co powoduje nieuzasadniony wzrost temperatury stopnia wyjściowego, nawet w obecność tłumików.
Z tego samego powodu zdecydowana większość fabrycznie produkowanych wzmacniaczy samochodowych nie posiada stabilizacji, nawet jeśli jako kontroler używany jest TL494 - oszczędzają one obszar radiatora przetwornicy napięcia.
Cóż, teraz, gdy rozważyliśmy główne komponenty, zastanówmy się, jak działa stabilizacja PWM. Mówi się, że nasze wyjście ma napięcie bipolarne ± 60 woltów. Z tego, co powiedziano wcześniej, staje się jasne, że uzwojenie wtórne transformatora musi być zaprojektowane tak, aby dostarczać 60 woltów plus 25% procent, tj. 60 plus 15 równa się 75 woltów. Aby jednak uzyskać wartość skuteczną 60 woltów, czas trwania jednej półfali, a raczej jednego okresu konwersji, musi być o 25% krótszy niż wartość nominalna. Nie zapominajmy, że w każdym przypadku czas przerwy pomiędzy przełączeniami będzie zakłócał, dlatego 5% wprowadzone przez kształtownik pauzy zostanie automatycznie odcięte, a nasz impuls sterujący musi zostać zmniejszony o pozostałe 20%.
Ta przerwa pomiędzy okresami konwersji będzie kompensowana przez energię magnetyczną zgromadzoną w cewce wtórnego filtra zasilania i ładunek zgromadzony w kondensatorach. Co prawda nie stawiałbym elektrolitów przed dławikiem, jednak jak każdy inny kondensator - lepiej zamontować kondensatory za dławikiem i oprócz elektrolitów oczywiście zamontować foliowe - lepiej tłumią przepięcia impulsowe i zakłócenia .
Stabilizację napięcia wyjściowego przeprowadza się w następujący sposób. O ile obciążenia nie ma lub jest ono bardzo małe, to z kondensatorów C8-C11 prawie nie pobiera się energii, a jego odbudowa nie wymaga dużej ilości energii, a amplituda napięcia wyjściowego z uzwojenia wtórnego będzie dość duża. W związku z tym amplituda napięcia wyjściowego z dodatkowego uzwojenia będzie duża. Spowoduje to wzrost napięcia na pierwszym wyjściu sterownika, co z kolei doprowadzi do wzrostu napięcia wyjściowego wzmacniacza błędu, a czas trwania impulsów sterujących skróci się do takiej wartości, że nie będzie równowagę pomiędzy mocą pobieraną i mocą dostarczaną do transformatora mocy.
Gdy tylko zużycie zacznie rosnąć, napięcie na uzwojeniu dodatkowym maleje, a napięcie na wyjściu wzmacniacza błędu naturalnie maleje. Powoduje to wydłużenie czasu trwania impulsów sterujących i wzrost energii dostarczanej do transformatora. Czas trwania impulsu wzrasta, aż do ponownego osiągnięcia równowagi pomiędzy energią zużytą i wyjściową. Jeżeli obciążenie spadnie, wówczas ponownie pojawi się niezrównoważenie i sterownik będzie teraz zmuszony do skrócenia czasu trwania impulsów sterujących.
Jeśli wartości sprzężenia zwrotnego zostaną wybrane nieprawidłowo, może wystąpić efekt przeregulowania. Dotyczy to nie tylko TL494, ale wszystkich stabilizatorów napięcia. W przypadku TL494 efekt przeregulowania występuje zwykle w przypadkach, gdy nie ma pętli sprzężenia zwrotnego spowalniających reakcję. Oczywiście nie należy zbytnio spowalniać reakcji – współczynnik stabilizacji może ucierpieć, ale zbyt szybka reakcja nie jest korzystna. Przejawia się to w następujący sposób. Powiedzmy, że nasze obciążenie wzrosło, napięcie zaczyna spadać, sterownik PWM próbuje przywrócić równowagę, ale robi to za szybko i zwiększa czas trwania impulsów sterujących nie proporcjonalnie, a znacznie silniej. W tym przypadku efektywna wartość napięcia gwałtownie wzrasta. Oczywiście teraz sterownik widzi, że napięcie jest wyższe od napięcia stabilizacji i ostro skraca czas trwania impulsu, próbując zrównoważyć napięcie wyjściowe i napięcie odniesienia. Jednak czas trwania impulsu stał się krótszy niż powinien, a napięcie wyjściowe staje się znacznie mniejsze niż to konieczne. Sterownik ponownie zwiększa czas trwania impulsów, ale znowu przesadził - napięcie okazało się więcej niż konieczne i nie ma innego wyjścia, jak tylko skrócić czas trwania impulsów.
Zatem na wyjściu przetwornika nie powstaje ustabilizowane napięcie, ale oscylujące w granicach 20-40% wartości zadanej, zarówno w kierunku nadmiaru, jak i niedoszacowania. Oczywiście konsumentom raczej nie spodoba się taki zasilacz, dlatego po zmontowaniu dowolnego konwertera należy sprawdzić szybkość reakcji na bocznikach, aby nie rozstawać się z nowo złożoną jednostką.
Sądząc po bezpieczniku, konwerter jest dość mocny, ale w tym przypadku kondensatory C7 i C8 wyraźnie nie wystarczą, należy je dodać jeszcze co najmniej po trzy. Dioda VD1 służy do ochrony przed odwróceniem biegunowości, a jeśli tak się stanie, jest mało prawdopodobne, że przeżyje - przepalenie bezpiecznika 30-40 amperów nie jest takie proste.
No cóż na koniec pozostaje dodać, że konwerter ten nie jest wyposażony w system wall-buy, czyli tzw. Po podłączeniu do napięcia zasilania uruchamia się natychmiast i można go zatrzymać jedynie poprzez wyłączenie zasilania. Nie jest to zbyt wygodne - będziesz potrzebować dość mocnego przełącznika.
Samochodowy konwerter napięcia nr 2, ma również ustabilizowane napięcie wyjściowe, o czym świadczy obecność transoptora, którego dioda LED jest podłączona do napięcia wyjściowego. Ponadto podłącza się go poprzez TL431, co znacznie zwiększa dokładność utrzymania napięcia wyjściowego. Fototranzystor transoptora również podłączony jest do stabilizowanego napięcia za pomocą drugiego mikrokontrolera TL431. Istota tego stabilizatora osobiście mi umknęła - mikroukład ustabilizował pięć woltów i nie ma sensu instalować dodatkowego stabilizatora. Emiter fototranzystora trafia na nieodwracające wejście wzmacniacza błędu (pin 1). Wzmacniacz błędu jest objęty ujemnym sprzężeniem zwrotnym i aby spowolnić jego reakcję, wprowadza się rezystor R10 i kondensator C2.
Drugi wzmacniacz błędu służy do wymuszenia zatrzymania konwertera w sytuacji awaryjnej - jeżeli na szesnastym pinie pojawi się napięcie większe od generowanego przez dzielnik R13 i R16 i będzie to około dwa i pół wolta, to sterownik zacznie skracać czas trwania impulsów sterujących, aż do ich całkowitego zaniku.
Miękki start zorganizowany jest dokładnie tak samo jak w poprzednim schemacie - poprzez utworzenie czasów pauz, choć pojemność kondensatora C3 jest nieco mała - ustawiłbym ją na 4,7...10 µF.
Stopień wyjściowy mikroukładu działa w trybie wtórnika emitera; w celu wzmocnienia prądu stosuje się pełnoprawny dodatkowy wtórnik emitera na tranzystorach VT1-VT4, który z kolei jest ładowany na bramkach urządzeń pola mocy, chociaż zmniejszyłbym moc. parametry R22-R25 do 22...33 omów. Dalej są tłumiki i transformator mocy, za nimi mostek diodowy i filtr antyaliasingowy. Filtr w tym obwodzie jest wykonany bardziej poprawnie - znajduje się na tym samym rdzeniu i zawiera tę samą liczbę zwojów. To włączenie zapewnia maksymalną możliwą filtrację, ponieważ przeciwne pola magnetyczne znoszą się nawzajem.
Tryb stenby jest zorganizowany za pomocą tranzystora VT9 i przekaźnika K1, których styki dostarczają zasilanie tylko do sterownika. Część mocy jest stale podłączona do napięcia zasilania i do czasu pojawienia się impulsów sterujących ze sterownika, tranzystory VT5-VT8 zostaną zwarte.
Dioda HL1 sygnalizuje, że sterownik jest zasilany napięciem sieciowym.
Następny diagram... Następny diagram to... To trzecia wersja samochodowego konwertera napięcia, ale uporządkujmy to...
Zacznijmy od głównych różnic w stosunku do tradycyjnych opcji, a mianowicie zastosowania sterownika półmostkowego w konwerterze samochodowym. Cóż, można się z tym jakoś pogodzić - wewnątrz mikroukładu znajdują się 4 tranzystory o dobrej prędkości otwierania i zamykania, a nawet dwa ampery. Po wykonaniu odpowiedniego podłączenia można go wprowadzić w tryb pracy Push-Pull, jednakże mikroukład nie odwraca sygnału wyjściowego, a impulsy sterujące podawane są na jego wejścia z kolektorów sterownika, zatem gdy tylko sterownik wyda przerwę pomiędzy impulsami sterującymi, na kolektorach jednostek stopnia wyjściowego TLki pojawią się poziomy odpowiadające logicznemu, czyli tzw. blisko napięcia zasilania. Po minięciu Irka impulsy zostaną przesłane do bramek tranzystorów mocy, które zostaną bezpiecznie otwarte. Obydwa... Jednocześnie. Oczywiście rozumiem, że zniszczenie tranzystorów FB180SA10 za pierwszym razem może nie być możliwe - w końcu trzeba będzie wytworzyć 180 amperów, a przy takich prądach ścieżki zwykle zaczynają się wypalać, ale wciąż jest to jakoś zbyt trudne . A koszt tych samych tranzystorów to ponad tysiąc za jeden.
Kolejnym zagadkowym punktem jest zastosowanie przekładnika prądowego zawartego w pierwotnej szynie zasilającej, przez który przepływa prąd stały. Jasne jest, że w tym transformatorze coś będzie nadal indukowane na skutek zmiany prądu w momencie przełączenia, ale jakoś nie jest to do końca poprawne. Nie, zabezpieczenie przed przeciążeniem zadziała, ale jak poprawnie? Przecież wyjście przekładnika prądowego też jest zaprojektowane, delikatnie mówiąc, zbyt oryginalne - wraz ze wzrostem prądu na pinie 15, który jest wejściem odwracającym wzmacniacza błędu, napięcie generowane przez rezystor R18 wraz z dzielnik na R20 zmniejszy się. Oczywiście spadek napięcia na tym wyjściu spowoduje wzrost napięcia ze wzmacniacza błędu, co z kolei spowoduje skrócenie impulsów sterujących. Jednakże R18 jest podłączony bezpośrednio do głównej szyny zasilającej i całe zamieszanie, jakie zaistnieje na tej szynie, będzie miało bezpośredni wpływ na działanie zabezpieczenia przed przeciążeniem.
Zakończono regulację stabilizacji napięcia wyjściowego... No cóż, w zasadzie identycznie jak praca części zasilającej... Po uruchomieniu przetwornicy, gdy tylko napięcie wyjściowe osiągnie wartość przy której dioda transoptora U1.2 zaczyna świecić, otwiera się tranzystor transoptorowy U1.1. Jego otwarcie powoduje spadek napięcia wytwarzanego przez dzielnik na R10 i R11. To z kolei powoduje spadek napięcia wyjściowego wzmacniacza błędu, ponieważ napięcie to jest podłączone do nieodwracającego wejścia wzmacniacza. Cóż, ponieważ napięcie na wyjściu wzmacniacza błędu maleje, sterownik zaczyna zwiększać czas trwania impulsu, zwiększając w ten sposób jasność diody LED transoptora, co jeszcze bardziej otwiera fototranzystor i dodatkowo zwiększa czas trwania impulsu. Dzieje się tak do momentu, gdy napięcie wyjściowe osiągnie maksymalną możliwą wartość.
Ogólnie rzecz biorąc, schemat jest tak oryginalny, że możesz go tylko dać wrogowi do powtórzenia, a za ten grzech masz gwarancję wiecznych mąk w piekle. Nie wiem, kto jest winien... Osobiście odniosłem wrażenie, że to czyjeś zajęcia, a może dyplom, ale nie chcę w to wierzyć, bo skoro zostało opublikowane, to znaczy, że było chroniona, a to oznacza, że kwalifikacje Kadry nauczycielskiej są w znacznie gorszej kondycji niż myślałem...
Czwarta wersja samochodowego przetwornicy napięcia.
Nie powiem, że jest to opcja idealna, jednak kiedyś brałem udział w opracowaniu tego schematu. Tutaj od razu mała porcja środka uspokajającego - piny piętnaste i szesnaste są ze sobą połączone i podłączone do wspólnego przewodu, choć logicznie rzecz biorąc, piętnasty pin powinien być podłączony do czternastego. Jednakże uziemienie wejść drugiego wzmacniacza błędu nie wpłynęło w żaden sposób na wydajność. Dlatego pozostawię Twojej ocenie, gdzie podłączyć piętnasty pin.
W tym obwodzie bardzo intensywnie wykorzystywane jest napięcie wyjściowe wewnętrznego stabilizatora o napięciu pięciu woltów. Pięć woltów tworzy napięcie odniesienia, z którym porównywane będzie napięcie wyjściowe. Odbywa się to za pomocą rezystorów R8 i R2. Aby zmniejszyć tętnienie napięcia odniesienia, kondensator C1 jest połączony równolegle z R2. Ponieważ rezystory R8 i R2 są takie same, napięcie odniesienia wynosi dwa i pół wolta.
Do miękkiego startu wykorzystuje się również pięć woltów - kondensator C6 w momencie włączenia na krótko tworzy pięć woltów na czwartym pinie sterownika, tj. Podczas ładowania czas wymuszonych przerw pomiędzy impulsami sterującymi będzie się wahał od wartości maksymalnej do wartości nominalnej.
Te same pięć woltów jest podłączone do kolektora fototranzystora transoptora DA, a jego emiter, poprzez mały dzielnik na R5 i R4, jest podłączony do nieodwracającego wejścia pierwszego wzmacniacza błędu - pin 1. Pin 2 to podłączony do ujemnego sprzężenia zwrotnego z wyjścia wzmacniacza błędu. Sprzężenie zwrotne zapewnia kondensator C2, który spowalnia reakcję sterownika, którego pojemność może wynosić od dziesięciu nanofaradów do sześćdziesięciu ośmiu nanofaradów.
Stopień wyjściowy sterownika działa w trybie wzmacniacza, a wzmocnienie prądu jest wytwarzane przez stopień sterownika tranzystorowego na VT3-VT6. Oczywiście moc stopnia sterującego jest wystarczająca do sterowania więcej niż jedną parą tranzystorów mocy, właściwie na to postawiono zakład - początkowo płytka ze sterownikiem była wykonywana oddzielnie od części zasilającej, ale w układzie; koniec, okazało się to nie do końca wygodne. Dlatego wydrukowane przewodniki przeniesiono na płytę główną, a transformatory i oczywiście tranzystory mocy już urozmaicono poprzez przedłużenie płytki.
Transformator mocy połączony jest z tranzystorami poprzez przekładnik prądowy, który odpowiada za działanie zabezpieczenia przeciążeniowego. W tej wersji nie zastosowano tłumików - zastosowano poważne grzejniki.
Gdy tylko na zacisku UPR pojawi się napięcie, które umożliwia pracę konwertera, tranzystor VT2 otwiera się, co z kolei doprowadza VT1 do nasycenia. Na emiterze VT1 jest napięcie ze zintegrowanego stabilizatora na 15, które z łatwością przechodzi przez napięcie zasilania dostarczane z diody VD5, ponieważ jest mniejsze niż napięcie stabilizacji. Główne napięcie zasilania wynoszące dwanaście woltów jest dostarczane do tej diody poprzez rezystor R28. Po otwarciu VT1 zasila tranzystory sterownika i sterownika i uruchamia się konwerter. Gdy tylko na transformatorze mocy pojawią się impulsy, napięcie na jego uzwojeniu osiąga dwukrotność wartości głównego zasilania i przechodząc przez diody VD4 i VD6, jest dostarczane na wejście stabilizatora przy napięciu 15 woltów. Tym samym po uruchomieniu przetwornicy sterownik zasilany jest mocą stabilizowaną. Taka konstrukcja obwodu pozwala utrzymać stabilną pracę konwertera nawet przy zasilaniu od sześciu do siedmiu woltów.
Stabilizacja napięcia wyjściowego odbywa się poprzez monitorowanie świecenia diody LED transoptora DA, którego dioda LED jest z nim połączona poprzez dzielnik rezystancyjny. Co więcej, kontrolowane jest tylko jedno ramię napięcia wyjściowego. Stabilizacja drugiego ramienia odbywa się poprzez sprzężenie magnetyczne występujące w rdzeniu indukcyjnym L2 i L3, ponieważ filtr ten jest wykonany na tym samym rdzeniu. Gdy tylko obciążenie dodatniego ramienia napięcia wyjściowego wzrośnie, rdzeń zaczyna się magnesować, w wyniku czego ujemne napięcie z mostka diodowego staje się trudniejsze do osiągnięcia na wyjściu przetwornicy, napięcie ujemne zaczyna zawodzić, a dioda transoptora reaguje na to, zmuszając sterownik do wydłużenia czasu trwania impulsów sterujących. Innymi słowy, oprócz funkcji filtrujących, dławik pełni funkcję dławika stabilizacji grupowej i działa dokładnie tak samo, jak w zasilaczach komputerowych, stabilizując kilka napięć wyjściowych jednocześnie.
Zabezpieczenie przed przeciążeniem jest nieco prymitywne, ale mimo to całkiem funkcjonalne. Próg ochrony jest regulowany przez rezystor R26. Gdy tylko prąd płynący przez tranzystory mocy osiągnie wartość krytyczną, napięcie z przekładnika prądowego otwiera tyrystor VS1 i zwiera napięcie sterujące z zacisku UPR do masy, usuwając w ten sposób napięcie zasilania ze sterownika. Ponadto przez rezystor R19 kondensator C7 jest szybko rozładowywany, którego pojemność jest jeszcze lepiej zmniejszona do 100 μF.
Aby zresetować zadziałane zabezpieczenie, należy odłączyć i ponownie podać napięcie na zacisk sterujący.
Kolejną cechą tego przetwornika jest zastosowanie w bramkach tranzystorów mocy sterownika napięciowego o charakterze kondensatorowo-rezystancyjnym. Instalując te łańcuchy udało się uzyskać na bramkach ujemne napięcie, które ma za zadanie przyspieszyć zamykanie tranzystorów mocy. Jednak ten sposób zamykania tranzystorów nie spowodował ani wzrostu wydajności, ani spadku temperatury, nawet przy zastosowaniu tłumików i został porzucony – mniej części – większa niezawodność.
Cóż, ostatni, piąty konwerter samochodowy. Schemat ten stanowi logiczną kontynuację poprzedniego, ale jest wyposażony w dodatkowe funkcje poprawiające jego właściwości konsumenckie. Napięcie sterujące REM dostarczane jest poprzez odwracalny bezpiecznik termiczny 85 stopni KSD301, który montowany jest na radiatorze przetwornicy. Idealnie byłoby, gdyby był jeden radiator zarówno dla wzmacniacza mocy, jak i przetwornika napięcia.
Jeżeli styki bezpiecznika termicznego są zwarte, tj. temperatura jest mniejsza niż osiemdziesiąt pięć stopni, wówczas napięcie sterujące z zacisku REM otwiera tranzystor VT14, który z kolei otwiera VT13, a dwanaście woltów z głównego źródła zasilania jest dostarczanych na wejście piętnastowoltowego KRENKI. Ponieważ napięcie wejściowe jest niższe niż napięcie stabilizacji Krenki, na jego wyjściu pojawi się prawie niezmienione - dopiero spadek na tranzystorze regulującym wprowadzi niewielki spadek. Z Krenki zasilanie dostarczane jest do samego sterownika i tranzystorów stopnia sterującego VT4-VT7. Gdy tylko wewnętrzny pięciowoltowy stabilizator wytworzy napięcie, kondensator C6 zaczyna się ładować, skracając czas przerw między impulsami sterującymi. Impulsy sterujące zaczną otwierać tranzystory mocy na uzwojeniach wtórnych transformatora, pojawią się napięcia wtórne i zaczną zwiększać wartość skuteczną. Z pierwszego uzwojenia wtórnego napięcie 24 woltów przez prostownik z punktem środkowym osiągnie dodatni zacisk kondensatora C18, a ponieważ jego napięcie jest większe niż główna dioda 12-woltowa, VD13 zamknie się i teraz sterownik będzie zasilany z samo uzwojenie wtórne. Ponadto dwadzieścia cztery wolty to więcej niż piętnaście, dlatego piętnastowoltowy stabilizator zacznie działać i teraz sterownik będzie zasilany ustabilizowanym napięciem.
W miarę wzrostu impulsów sterujących wartość napięcia skutecznego na drugim uzwojeniu wtórnym będzie wzrastać i gdy tylko osiągnie wartość, przy której dioda transoptora DA zacznie się świecić, fototranzystor zacznie się otwierać i system zacznie akwizycję stan stabilny - czas trwania impulsów przestanie rosnąć, ponieważ emiter fototranzystora jest podłączony do nieodwracającego wyjścia wzmacniacza błędu sterownika. Wraz ze wzrostem obciążenia napięcie wyjściowe zacznie spadać, naturalnie jasność diody LED zacznie się zmniejszać, napięcie na pierwszym pinie sterownika również się zmniejszy, a sterownik zwiększy czas trwania impulsu dokładnie na tyle, aby przywrócić napięcie ponownie jasność diody LED.
Napięcie wyjściowe jest kontrolowane po stronie ujemnej, a reakcja na zmiany poboru po stronie dodatniej odbywa się za pomocą dławika stabilizacji grupowej L1. Aby przyspieszyć reakcję sterowanego napięcia, ramię ujemne jest dodatkowo obciążone rezystorem R38. Tutaj od razu powinniśmy zrobić zastrzeżenie – nie ma potrzeby dołączania zbyt dużych elektrolitów do zasilacza wtórnego – przy wysokich częstotliwościach konwersji są one mało przydatne, ale mogą mieć znaczący wpływ na ogólny współczynnik stabilizacji – tak, że napięcie w ramieniu dodatnim zaczyna rosnąć, jeśli obciążenie wzrasta, napięcie w ramieniu ujemnym również powinno spaść. Jeśli pobór w ramieniu ujemnym nie jest duży, a pojemność kondensatora C24 jest dość duża, to będzie on rozładowywany dość długo i sterowanie nie będzie miało czasu na wyśledzenie, czy na ramieniu dodatnim zanikło napięcie .
Z tego powodu zdecydowanie zaleca się ustawienie nie więcej niż 1000 μF w ramieniu na samej płycie konwertera i 220...470 μF na płytkach wzmacniacza mocy i nie więcej.
Brak mocy w szczytach sygnału audio będzie musiał zostać skompensowany całkowitą mocą transformatora.
Zabezpieczenie przed przeciążeniem realizowane jest na przekładniku prądowym, z którego napięcie jest prostowane przez diody VD5 i VD6 i trafia do regulatora czułości R26. Następnie przechodząc przez diodę VD4, która jest swego rodzaju ogranicznikiem amplitudy, napięcie dociera do podstawy tranzystora VT8. Kolektor tego tranzystora jest podłączony do wejścia wyzwalacza Schmidta, zamontowanego na VT2-VT3, a gdy tylko tranzystor VT8 się otworzy, zamyka VT3. Napięcie na kolektorze VT3 wzrośnie, a VT2 otworzy się, otwierając VT1.
Zarówno spust, jak i VT1 są zasilane z pięciowoltowego stabilizatora kontrolera, a po otwarciu VT1 pięć woltów trafia do szesnastego pinu kontrolera, znacznie skracając czas trwania impulsów sterujących. Również pięć woltów przez diodę VD3 osiąga pin czwarty, zwiększając czas wymuszonych przerw do maksymalnej możliwej wartości, tj. impulsy sterujące są redukowane na dwa sposoby jednocześnie - poprzez wzmacniacz błędu, który nie ma ujemnego sprzężenia zwrotnego i działa jako komparator, niemal natychmiast skracając czas trwania impulsu, oraz poprzez sterownik czasu trwania pauzy, który teraz, poprzez rozładowany kondensator, będzie zacznij stopniowo zwiększać czas trwania impulsu i jeśli obciążenie jest nadal zbyt duże. Zabezpieczenie zadziała ponownie, gdy tylko VT8 się otworzy. Jednak wyzwalacz na VT2-VT3 ma jeszcze jedno zadanie - monitoruje wartość głównego napięcia pierwotnego 12 woltów i gdy tylko spadnie poniżej 9-10 woltów dostarczanych do podstawy VT3 przez rezystory R21 i R22, polaryzacja nie wystarczy i VT3 zamknie się, otwierając VT2 i VT1. Sterownik zatrzyma się, a zasilanie dodatkowe zostanie utracone.
Moduł ten pozostawia szansę na uruchomienie samochodu, jeśli nagle jego właściciel postanowi słuchać muzyki, gdy samochód nie pracuje, a także chroni wzmacniacz mocy przed nagłymi spadkami napięcia w momencie uruchomienia rozrusznika samochodu - przetwornica po prostu przeczekuje moment krytyczny zużycie energii, chroniąc zarówno wzmacniacz mocy, jak i jego własne przełączniki zasilania.
Rysunek płytki drukowanej tego przetwornika i są dwie opcje - jeden i dwa transformatory.
Dlaczego dwa transformatory?
Aby uzyskać więcej mocy. Faktem jest, że całkowita moc transformatora w przetwornicach samochodowych jest ograniczona napięciem zasilania wynoszącym dwanaście woltów, co wymaga określonej liczby zwojów transformatora. Pierścień musi mieć co najmniej cztery zwoje w uzwojeniu pierwotnym; w przypadku ferrytu w kształcie litery W liczbę zwojów można zmniejszyć do trzech.
Ograniczenie to wynika przede wszystkim z faktu, że przy mniejszej liczbie zwojów pole magnetyczne nie staje się już jednorodne i powstają zbyt duże straty. Oznacza to również, że nie jest możliwe zwiększenie częstotliwości konwersji na wyższe częstotliwości - trzeba będzie zmniejszyć liczbę zwojów, a to jest niedopuszczalne.
Okazuje się więc, że całkowita moc jest ograniczona liczbą zwojów uzwojenia pierwotnego i małym zakresem częstotliwości konwersji - nie można zejść poniżej 20 kHz - zakłócenia z konwertera nie powinny znajdować się w zakresie audio, ponieważ będą dołóż wszelkich starań, aby być słyszanym w głośnikach.
Nie można też przekroczyć częstotliwości 40 kHz – liczba zwojów uzwojenia pierwotnego staje się zbyt mała.
Jeśli chcesz uzyskać więcej mocy, jedynym rozwiązaniem pozostaje zwiększenie liczby transformatorów, a dwa są dalekie od maksymalnego możliwego.
Ale tu pojawia się kolejne pytanie: jak monitorować wszystkie transformatory? Nie chcę instalować zbyt dużej ilości dławika stabilizacji grupowej ani wprowadzać określonej liczby transoptorów. Dlatego jedyną metodą sterowania pozostaje szeregowe połączenie uzwojeń wtórnych. W takim przypadku eliminuje się niezrównoważenie zużycia i znacznie łatwiej jest kontrolować napięcie wyjściowe, jednak należy zwrócić maksymalną uwagę na montaż i fazowanie transformatorów.
Teraz trochę o różnicach między schematem obwodu a płytką. Faktem jest, że na tej zasadzie wskazane są tylko najbardziej podstawowe punkty obwodu, podczas gdy na drukowanej stronie elementy są ułożone zgodnie z rzeczywistością. Na przykład na płytce drukowanej nie ma kondensatorów foliowych do zasilania, ale są na płytce. Oczywiście otwory montażowe dla nich są wykonane zgodnie z wymiarami kondensatorów, które były dostępne w momencie opracowywania. Oczywiście, jeśli nie ma pojemności 2,2 μF, można zastosować 1 μF, ale nie mniej niż 0,47 μF.
Jeśli chodzi o zasilanie, to obwód również ma zamontowane elektrolity 4700 uF, ale zamiast nich na płytce znajduje się cały zestaw kondensatorów 2200 uF 25 V, a kondensatory powinny mieć niski ESR, to są te same, które są pozycjonowane przez sprzedawców jako „do płyt głównych”. Zazwyczaj są one oznaczone srebrną lub złotą farbą. Jeśli uda się kupić 3300 uF przy 25 woltach, będzie jeszcze lepiej, ale w naszym regionie są one dość rzadkie.
Kilka słów o rzekomo zworkach - to zworki, które łączą tory ze sobą. Zrobiono to nie bez powodu - grubość miedzi na płytce jest ograniczona, a prąd płynący przez przewodniki jest dość duży, a aby zrekompensować straty w przewodniku, tor należy albo dosłownie zalać lutem, i jest to obecnie dość drogie lub powielane w przypadku przewodników przewodzących prąd, zwiększając w ten sposób całkowity przekrój poprzeczny przewodnika. Zworki te wykonane są z jednożyłowego drutu miedzianego o przekroju co najmniej dwóch i pół kwadratu, najlepiej oczywiście grubszego - czterech lub sześciu kwadratów.
Mostek diodowy mocy wtórnej. Na schemacie przedstawiono diody w pakiecie TO-247, płytka jest przygotowana do zastosowania diod w pakiecie TO-220. Rodzaj diod zależy bezpośrednio od planowanego prądu w obciążeniu i oczywiście lepiej wybrać szybsze diody - będzie mniej samonagrzewania.
Teraz kilka słów o częściach uzwojenia.
Najbardziej podejrzaną rzeczą w obwodzie jest przekładnik prądowy - przy grubych drutach uzwojenia pierwotnego wydaje się, że trudno będzie nawinąć pół obrotu, a nawet w różnych kierunkach. W rzeczywistości jest to najprostszy element części uzwojenia. Do wykonania przekładnika prądowego stosuje się filtr zasilania telewizora; jeśli NAGLE nie można go znaleźć, można użyć DOWOLNEGO rdzenia ferrytowego w kształcie litery W, na przykład transformatora gaszącego z zasilacza komputerowego. Rdzeń nagrzewa się do 110-120 stopni przez dziesięć do dwudziestu minut, a następnie pęka. Uzwojenia są usuwane, na ramę nawinięte jest uzwojenie wtórne, składające się z 80-120 zwojów drutu 0,1...0,2 mm, oczywiście złożonych na pół. Następnie początek jednego uzwojenia łączy się z końcem drugiego, przewody mocuje się w dogodny dla siebie sposób, a ramę z uzwojeniem zakłada się na połowę rdzenia. Następnie jedną wiązkę uzwojenia pierwotnego układa się w jednym oknie, drugą trzykrotnie i zakłada się drugą połowę rdzenia. To wszystko! Dwa uzwojenia po pół obrotu w pierwotnym i 100 zwojach w wtórnym. Dlaczego liczba zwojów nie jest dokładnie określona? Liczba zwojów powinna być taka, aby rezystor R27 przy maksymalnym prądzie wytwarzał od trzech do pięciu woltów. Ale nie wiem, jaki prąd uznasz za maksymalny, jakich tranzystorów użyjesz. A wartość napięcia na R27 zawsze można regulować wybierając wartość tego właśnie rezystora. Najważniejsze jest to, że przekładnik prądowy jest przeciążony na uzwojeniu wtórnym, a do tego potrzeba co najmniej 60-70 zwojów w uzwojeniu wtórnym - w tym przypadku rdzeń będzie się nagrzewał minimalnie.
Dławik L2 został zamontowany na rdzeniu transformatora mocy zasilacza impulsowego do telewizorów odpowiedniej wielkości. W zasadzie można go nawinąć na rdzeń z transformatora z zasilacza komputerowego, ale trzeba będzie stworzyć niemagnetyczną szczelinę o wielkości 0,5...0,7 mm. Aby go stworzyć wystarczy wrzucić NIEZAMKNIĘTY pierścień drutu nawojowego o odpowiedniej średnicy do wnętrza ramy z włożoną połową rdzenia.
Cewka jest nawijana aż do jej zapełnienia, ale będziesz musiał obliczyć, którego przewodu użyć. Osobiście wolę pracować albo z uprzężami, albo z taśmą. Taśma jest oczywiście bardziej zwarta, za jej pomocą uzyskuje się bardzo dużą gęstość nawinięcia, jednak jej produkcja zajmuje dużo czasu, no i oczywiście klej nie zalega na drodze. Wykonanie wiązki jest znacznie łatwiejsze - w tym celu wystarczy poznać przybliżoną długość przewodu, złożyć drut kilka razy, a następnie za pomocą wiertarki skręcić go w wiązkę.
Jakiego rodzaju i ile drutu powinienem użyć? To zależy od wymagań dotyczących produktu końcowego. W tym przypadku mówimy o technologii motoryzacyjnej, która z definicji ma bardzo złe warunki chłodzenia, dlatego należy zminimalizować samonagrzewanie, a do tego konieczne jest obliczenie przekroju przewodu, przy którym się nie nagrzeje dużo, albo wcale. To drugie jest oczywiście lepsze, ale powoduje to wzrost gabarytów, a samochód nie jest Ikarusem, który ma dużo miejsca. Dlatego będziemy kontynuować od minimalnego ogrzewania. Można oczywiście zamontować wentylatory tak, aby na siłę przedmuchały powietrze zarówno przez wzmacniacz, jak i przetwornicę, jednak kurz z naszych dróg boleśnie szybko zabija wentylatory, dlatego lepiej tańczyć z naturalnym chłodzeniem i przyjąć za podstawę napięcie trzech amperów na milimetr kwadratowy przekroju przewodu. Jest to dość popularne napięcie, które zaleca się wziąć pod uwagę przy produkcji tradycyjnego transformatora z żelaza w kształcie litery W. W przypadku urządzeń impulsowych zaleca się stosowanie od pięciu do sześciu amperów na milimetr kwadratowy, ale oznacza to dobrą konwekcję powietrza, a nasza obudowa jest zamknięta, więc nadal bierzemy trzy ampery.
Przekonany, że trójka jest lepsza? A teraz weźmy pod uwagę fakt, że obciążenie wzmacniacza nie jest stałe, bo nikt nie słucha czystej fali sinusoidalnej, a nawet bliskiej przesterowaniu, więc nagrzewanie nie będzie występować stale, gdyż efektywna wartość mocy wzmacniacza wynosi około 2/3 wartości maksymalnej. Dlatego napięcie można zwiększyć o trzydzieści procent bez żadnego ryzyka, tj. doprowadzić go do czterech amperów na milimetr kwadratowy.
Jeszcze raz dla lepszego zrozumienia liczb. Warunki chłodzenia są obrzydliwe, drut zaczyna się nagrzewać od dużych prądów, jeśli jest bardzo cienki, a jeśli nadal jest nawinięty w cewkę, sam się nagrzewa. Aby rozwiązać problem, ustawiamy napięcie na dwa i pół do trzech amperów na milimetr kwadratowy przekroju drutu; jeśli obciążenie jest stałe, jeśli zasilamy wzmacniacz mocy, zwiększamy napięcie do czterech do czterech i pół amperów na milimetr kwadratowy przekroju przewodu.
Teraz uruchamiamy Excel, mam nadzieję, że każdy ma taki kalkulator, a w górnym wierszu piszemy w kolejności: „Napięcie”, następnie „Średnica drutu”, następnie „Liczba przewodów”, następnie „Prąd maksymalny” i w ostatniej komórce "Moc". Przechodzimy na początek następnej linii i na razie wpisujemy cyfrę trzy, niech na razie będą trzy ampery na milimetr kwadratowy. W kolejnej komórce wpisujemy cyfrę jeden, niech będzie to na razie drut o średnicy jednego milimetra. W następnej komórce wpisujemy dziesięć, będzie to liczba przewodów w wiązce.
Ale są komórki, w których będą formuły. Najpierw obliczmy przekrój. Aby to zrobić, podziel średnicę przez 2 - potrzebujemy promienia. Następnie mnożymy promień przez promień, na wszelki wypadek, żeby nasz kalkulator nie stał się nudny, obliczamy promienie w nawiasach i mnożymy to wszystko przez liczbę pi. W rezultacie otrzymujemy pier do kwadratu, tj. obszar okręgu, który jest przekrojem przewodnika. Następnie, nie wychodząc z edycji komórki, wynikowy wynik mnożymy przez średnicę naszego drutu i mnożymy przez liczbę drutów. Naciśnij ENTER i zobacz liczbę z kilkoma miejscami po przecinku. Tak duża precyzja nie jest potrzebna, dlatego nasz wynik zaokrąglamy do jednego miejsca po przecinku i w górę, tak aby pozostał niewielki margines technologiczny. W tym celu przechodzimy do edycji komórki, wybieramy naszą formułę i wciskamy CTRL X – wycinanie, następnie wciskamy przycisk FORMUŁA i w wierszu MATH wybieramy ZAOKR.GÓRĘ. Pojawi się okno dialogowe z pytaniem, co zaokrąglić i do ilu cyfr. Ustawiamy kursor w górnym oknie i STERUJĄC VE wstawiamy wyciętą wcześniej formułę, a w dolnym oknie ją umieszczamy, czyli tzw. Zaokrąglij do jednego miejsca po przecinku i kliknij OK. Teraz w komórce znajduje się liczba z jedną cyfrą po przecinku.
Pozostaje tylko wstawić formułę do ostatniej komórki, cóż, tutaj wszystko jest proste - prawo Ohma. Mamy maksymalny prąd, jaki możemy wykorzystać, i niech napięcie na pokładzie będzie wynosić dwanaście woltów, chociaż gdy samochód jest uruchomiony, wynosi około trzynaście plus, ale to nie uwzględnia spadku przewodów łączących. Otrzymany prąd mnożymy przez 12 i otrzymujemy maksymalną obliczoną moc, która spowoduje lekkie nagrzanie przewodnika, a raczej wiązki składającej się z dziesięciu drutów o średnicy jednego milimetra.
Nie będę odpowiadać na pytania „nie mam takiego przycisku, nie mam linii edycyjnej”; już go usunąłem i zamieściłem bardziej szczegółowy opis wykorzystania Excela do obliczania zasilaczy:
Wróćmy do naszego rzemiosła. Ustaliliśmy średnice drutów w wiązce i ich liczbę. Te same obliczenia można zastosować przy określaniu wymaganej wiązki przewodów w uzwojeniach transformatora, ale napięcie można zwiększyć do pięciu do sześciu amperów na milimetr kwadratowy - jedno półuzwojenie działa w pięćdziesięciu procentach czasu, więc będzie miało czas na ostygnięcie. Możesz zwiększyć napięcie w uzwojeniu do siedmiu do ośmiu amperów, ale tutaj spadek napięcia na czynnym oporze wiązki już zacznie wpływać i nadal wydaje się, że chcemy uzyskać dobrą wydajność, więc lepiej tego nie robić .
Jeśli jest kilka tranzystorów mocy, należy od razu wziąć pod uwagę, że liczba przewodów w wiązce musi być wielokrotnością liczby tranzystorów - wiązkę trzeba będzie podzielić przez liczbę tranzystorów mocy i jest to bardzo pożądane aby zapewnić równomierny rozkład prądów przepływających przez uzwojenie.
Cóż, wydaje się, że uporaliśmy się z obliczeniami, możemy zacząć nawijać. Jeśli jest to pierścień domowy, należy go przygotować, a mianowicie ostre rogi należy zeszlifować, aby nie uszkodzić izolacji drutu uzwojenia. Następnie pierścień jest izolowany cienkim izolatorem - nie zaleca się stosowania w tym celu taśmy izolacyjnej. Winyl będzie przeciekać w zależności od temperatury, ale tkanina jest zbyt gruba. Najlepiej taśma fluoroplastyczna, ale nie można jej już często spotkać w sprzedaży. Thermosktch nie jest złym materiałem, ale nawijanie go nie jest zbyt wygodne, chociaż jeśli się w tym opanujesz, wynik będzie całkiem niezły. Kiedyś użyłem samochodowego środka przeciw żwiru - po prostu pomalowałem go pędzlem, pozostawiłem do wyschnięcia, pomalowałem ponownie i tak dalej przez trzy warstwy. Właściwości mechaniczne nie są złe, a małe napięcie przebicia tej izolacji nie będzie miało wpływu na działanie - w naszym przypadku całe napięcie nie jest duże. Uzwojenie wtórne jest nawijane jako pierwsze, ponieważ jest cieńsze i ma więcej zwojów. Następnie nawijane jest uzwojenie pierwotne. Obydwa uzwojenia są nawinięte jednocześnie w dwie złożone wiązki - bardzo trudno więc pomylić się z liczbą zwojów, która powinna być taka sama. Wiązki są wywoływane i łączone w wymaganej kolejności.
Jeśli jesteś zbyt leniwy, aby zadzwonić lub nie masz wystarczająco dużo czasu, przed nawinięciem pasma można pomalować na różne kolory. Kupujesz parę markerów permanentnych w różnych kolorach, zawartość ich pojemników z farbą jest dosłownie zmywana rozpuszczalnikiem, a następnie pasemka pokrywane są tą farbą zaraz po zakręceniu. Farba nie skleja się zbyt mocno, ale nawet po wytarciu jej z zewnętrznych przewodów wiązki, farba wewnątrz wiązki jest nadal widoczna.
Istnieje kilka sposobów zabezpieczenia części uzwojenia na płycie i należy to zrobić nie tylko w przypadku części uzwojenia - wysokie elektrolity mogą również stracić nogi z powodu ciągłego wstrząsania. Więc wszystko się ze sobą łączy. Możesz użyć kleju poliuretanowego, możesz użyć uszczelek samochodowych lub możesz użyć tego samego środka przeciwżwirowego. Piękno tego ostatniego polega na tym, że jeśli trzeba coś rozebrać, można to zmiażdżyć - nałóż na to szmatkę mocno nasączoną rozpuszczalnikiem 647, włóż wszystko do plastikowej torby i odczekaj pięć do sześciu godzin. Antyżwir mięknie pod wpływem oparów rozpuszczalników i jest stosunkowo łatwy do usunięcia.
To tyle jeśli chodzi o przetwornice samochodowe, przejdźmy do przetwornic sieciowych.
Tym, którzy mają nienasyconą chęć bycia mądrym, mówią, ale nic nie zmontowali, od razu odpowiem - tak naprawdę dzielę się swoim doświadczeniem, a nie przechwalam się, że rzekomo złożyłem konwerter i działa. W ramce błysnęły albo nieudane opcje, które nie przeszły ostatecznych pomiarów, albo prototypy, które zostały zdemontowane. Nie zajmuję się produkcją pojedynczych urządzeń na zamówienie, a jeśli to zrobię, to przede wszystkim powinno mnie to osobiście zainteresować, czy to pod względem projektu obwodów, czy materiału, ale tutaj będę musiał być bardzo zainteresowany.
Najpierw musisz zapoznać się ze schematem obwodu zasilacza; jeśli nie pasuje, wybierz najbardziej odpowiedni. Po zdemontowaniu zasilacza sprawdź najważniejsze tranzystory pod kątem zwarcia (zwykle BUT11A), rezystory 1..3 Ω w podstawie pod kątem przerwy, mostek pod kątem zwarcia/przerwy, tranzystory przedwyjściowe pod kątem zwarcia/otwartego obwodu, diody w obwodach wtórnych pod kątem przebicia. Po wymianie wadliwych części sprawdź przydatność chipa TL494 PWM, jeśli okaże się, że jest uszkodzony, wymień go. Przy podłączeniu do sieci w celu sprawdzenia należy zamiast bezpiecznika włączyć żarówkę 100W 220V (wówczas w przypadku zwarcia żarówka jasny zaświeci się, ale jeśli pali się słabo, to nie ma zwarcia i kolejnego załączenia można dokonać bezpiecznikiem), a do obwodu wyjściowego +5 V dodawany jest rezystor obciążający 2...5 omów i mocy 20 W. Jeśli wszystko jest w porządku, łącznie z wyglądem, włącz zasilanie i sprawdź obecność +300 woltów na kolektorze tranzystora Q1.
oscylogram na emiterze Q1
Sprawdzanie mikroukładu TL494 i jego analogów. (M1114EU4, mPC494C, IR3M02).
Funkcjonalność mikroukładu sprawdza się przy wyłączonym zasilaniu i układzie scalonym zasilanym z zewnętrznego źródła zasilania o napięciu +9V...+15V przyłożonym do 12-tego pinu względem 7-tego. Wszystkie pomiary są również przeprowadzane względem 7. pinu. Ponadto lepiej jest połączyć się z układem scalonym, lutując przewody, a nie używając „krokodyli”, zapewni to większą niezawodność styku i wyeliminuje możliwość fałszywych styków;
1. Przy podawaniu napięcia zewnętrznego oscyloskopujemy napięcie na 14-tym pinie, powinno ono wynosić +5V (+/-5%) i pozostać stabilne, gdy napięcie na 12-tym pinie zmieni się z +9V na +15V. Jeśli tak się nie stanie, oznacza to awarię wewnętrznego regulatora napięcia DA5.
2) Weź woltomierz i sprawdź napięcie +5 woltów na pinie 14; jeśli tego napięcia nie ma lub znacznie różni się od 5 woltów, wówczas mikroukład można uznać za uszkodzony!
3) Weź oscyloskop i sprawdź obecność piły na pinie 5 mikroukładu (patrz oscyloskop). Jeśli te impulsy piłokształtne nie są obecne lub wyglądają inaczej,
oscylogram na pinie 5
następnie musisz sprawdzić elementy C14, R31. Sprawność tych elementów wskazuje na nieprawidłowe działanie samego mikroukładu. Należy go wymienić!
4) Następnie sprawdzamy obecność sygnałów wyjściowych na pinach 8 i 11 tego samego mikroukładu (patrz oscylator)
przebieg na pinie 8
oscylogram wyjścia 11
Jeśli te sygnały nie są obecne, oznacza to, że mikroukład jest uszkodzony!
Jeśli wszystkie te testy wypadną pozytywnie, mikroukład można uznać za sprawny!
We współczesnym świecie rozwój i starzenie się komponentów komputerów osobistych następuje bardzo szybko. Jednocześnie jeden z głównych elementów komputera PC - format ATX - jest praktycznie nie zmienił swojego projektu przez ostatnie 15 lat.
W rezultacie zasilacze zarówno ultranowoczesnego komputera do gier, jak i starego komputera biurowego działają na tej samej zasadzie i mają wspólne metody diagnozowania usterek.
Materiał przedstawiony w tym artykule można zastosować do dowolnego zasilacza komputera osobistego przy minimalnej liczbie niuansów.
Na rysunku pokazano typowy obwód zasilacza ATX. Konstrukcyjnie jest to klasyczna jednostka impulsowa na kontrolerze TL494 PWM, wyzwalana sygnałem PS-ON (Power Switch On) z płyty głównej. Przez resztę czasu, do momentu zwarcia pinu PS-ON do masy, aktywne jest jedynie zasilanie Standby Supply o napięciu +5 V na wyjściu.
Przyjrzyjmy się bliżej budowie zasilacza ATX. Jej pierwszym elementem jest
:
Jego zadaniem jest zamiana prądu przemiennego z sieci na prąd stały do zasilania sterownika PWM i zasilacza rezerwowego. Strukturalnie składa się z następujących elementów:
- Bezpiecznik F1 chroni okablowanie i sam zasilacz przed przeciążeniem w przypadku zaniku zasilania, prowadzącym do gwałtownego wzrostu poboru prądu, a w konsekwencji do krytycznego wzrostu temperatury, który może doprowadzić do pożaru.
- W obwodzie neutralnym zainstalowany jest termistor ochronny, który zmniejsza udar prądu po podłączeniu zasilacza do sieci.
- Następnie instalowany jest filtr przeciwzakłóceniowy składający się z kilku dławików ( L1, L2), kondensatory ( C1, C2, C3, C4) i duszenie przeciw ranom Tr1. Konieczność stosowania takiego filtra wynika ze znacznego poziomu zakłóceń, które jednostka impulsowa przesyła do sieci energetycznej - zakłócenia te są wychwytywane nie tylko przez odbiorniki telewizyjne i radiowe, ale w niektórych przypadkach mogą prowadzić do nieprawidłowego działania wrażliwego sprzętu .
- Za filtrem zainstalowany jest mostek diodowy, przetwarzający prąd przemienny na pulsujący prąd stały. Tętnienia są wygładzane przez filtr pojemnościowo-indukcyjny.
Zasilanie rezerwowe to niezależny konwerter impulsów małej mocy oparty na tranzystorze T11, który generuje impulsy poprzez transformator izolacyjny i prostownik półfalowy na diodzie D24, zasilając zintegrowany stabilizator napięcia małej mocy na chipie 7805. Chociaż ten obwód jest, jak mówią, sprawdzone w czasie, jego istotną wadą jest wysoki spadek napięcia na stabilizatorze 7805, co prowadzi do przegrzania pod dużym obciążeniem. Z tego powodu uszkodzenie w obwodach zasilanych ze źródła rezerwowego może doprowadzić do jego awarii i późniejszej niemożności włączenia komputera.
Podstawą przetwornika impulsów jest Kontroler PWM. Skrót ten był już wspominany kilkukrotnie, lecz nie został rozszyfrowany. PWM to modulacja szerokości impulsu, czyli zmiana czasu trwania impulsów napięcia przy ich stałej amplitudzie i częstotliwości. Zadaniem modułu PWM, opartego na specjalizowanym mikroukładzie TL494 lub jego funkcjonalnych analogach, jest przetwarzanie napięcia stałego na impulsy o odpowiedniej częstotliwości, które za transformatorem izolującym są wygładzane przez filtry wyjściowe. Stabilizacja napięcia na wyjściu przetwornika impulsów odbywa się poprzez regulację czasu trwania impulsów generowanych przez sterownik PWM.
Ważną zaletą takiego układu konwersji napięcia jest także możliwość pracy z częstotliwościami znacznie wyższymi niż 50 Hz zasilacza. Im wyższa częstotliwość prądu, tym mniejsze są wymagane wymiary rdzenia transformatora i liczba zwojów uzwojeń. Dlatego zasilacze impulsowe są znacznie bardziej kompaktowe i lżejsze niż klasyczne obwody z wejściowym transformatorem obniżającym napięcie.
Za załączenie zasilacza ATX odpowiada układ oparty na tranzystorze T9 i następujące po nim stopnie. W momencie włączenia zasilania do sieci napięcie 5 V jest dostarczane do podstawy tranzystora przez rezystor ograniczający prąd R58 z wyjścia zasilacza rezerwowego w momencie zwarcia przewodu PS-ON do masy, obwód uruchamia kontroler PWM TL494. W takim przypadku awaria rezerwowego źródła zasilania spowoduje niepewność w działaniu obwodu rozruchowego zasilacza i możliwą awarię przełączania, o czym już wspomniano.
Generator impulsów służy do badań laboratoryjnych w zakresie rozwoju i regulacji urządzeń elektronicznych. Generator działa w zakresie napięć od 7 do 41 woltów i ma dużą obciążalność w zależności od tranzystora wyjściowego. Amplituda impulsów wyjściowych może być równa wartości napięcia zasilania mikroukładu, aż do wartości granicznej napięcia zasilania tego mikroukładu +41 V. Jej podstawa jest znana wszystkim i często stosowana.
Analogi TL494 są mikroukłady KA7500 i jego domowy klon - KR1114EU4 .
Wartości graniczne parametrów:
Napięcie zasilania 41V
Napięcie wejściowe wzmacniacza (Vcc+0,3)V
Napięcie wyjściowe kolektora 41V
Prąd wyjściowy kolektora 250mA
Całkowite straty mocy w trybie ciągłym 1W
Zakres temperatury otoczenia podczas pracy:
-c przyrostek L -25..85С
-z przyrostkiem С.0..70С
Zakres temperatur przechowywania -65…+150С
Schemat ideowy urządzenia
Obwód generatora impulsów prostokątnych
Płytka drukowana generatora TL494 a inne pliki znajdują się w osobnym pliku.
Regulacja częstotliwości odbywa się za pomocą przełącznika S2 (z grubsza) i rezystora RV1 (płynnie), współczynnik wypełnienia reguluje się za pomocą rezystora RV2. Przełącznik SA1 zmienia tryb pracy generatora z fazowego (jednocyklowy) na przeciwfazowy (dwusuwowy). Rezystor R3 wybiera najbardziej optymalny zakres częstotliwości do pokrycia; zakres regulacji współczynnika wypełnienia można wybrać za pomocą rezystorów R1, R2.
Części generatora impulsów
Kondensatory C1-C4 obwodu taktowania dobierane są dla wymaganego zakresu częstotliwości, a ich pojemność może wynosić od 10 mikrofaradów dla podzakresu podczerwieni do 1000 pikofaradów dla najwyższej częstotliwości.
Przy średnim limicie prądu wynoszącym 200 mA obwód jest w stanie dość szybko naładować bramkę, ale
Nie da się go rozładować przy wyłączonym tranzystorze. Rozładowywanie bramki za pomocą uziemionego rezystora jest również niezadowalająco powolne. Do tych celów wykorzystywany jest niezależny wzmacniacz uzupełniający.
- Przeczytaj: „Jak to zrobić z komputera”.
Ogólny opis i zastosowanie
TL 494 i jego kolejne wersje są najczęściej stosowanym mikroukładem do budowy przetworników mocy typu push-pull.
- TL494 (oryginalne opracowanie Texas Instruments) - IC konwertera napięcia PWM z wyjściami single-ended (TL 494 IN - pakiet DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
- K1006EU4 - krajowy odpowiednik TL494
- TL594 - analog TL494 z poprawioną dokładnością wzmacniaczy błędów i komparatora
- TL598 - analog TL594 z wzmacniaczem push-pull (pnp-npn) na wyjściu
Ten materiał stanowi uogólnienie na temat oryginalnego dokumentu technicznego Instrumenty Teksasu, publikacje International Rectifier („Power semiconductor devices International Rectifier”, Woroneż, 1999) i Motorola.
Zalety i wady tego mikroukładu:
- Plus: Rozbudowane obwody sterujące, dwa wzmacniacze różnicowe (mogą także pełnić funkcje logiczne)
- Wady: Wyjścia jednofazowe wymagają dodatkowego montażu (w porównaniu do UC3825)
- Minusy: brak kontroli prądu, stosunkowo powolna pętla sprzężenia zwrotnego (niekrytyczna w motoryzacyjnych PN)
- Wady: Synchroniczne połączenie dwóch lub więcej układów scalonych nie jest tak wygodne jak w UC3825
1. Cechy chipów TL494
Obwody ION i zabezpieczenia podnapięciowe. Układ włącza się, gdy napięcie osiągnie próg 5,5...7,0 V (typowa wartość 6,4 V). Do tego momentu wewnętrzne szyny sterujące zabraniają pracy generatora i logicznej części obwodu. Prąd jałowy przy napięciu zasilania +15 V (tranzystory wyjściowe są wyłączone) nie przekracza 10 mA. ION +5V (+4,75..+5,25 V, stabilizacja wyjścia nie gorsza niż +/- 25mV) zapewnia przepływ prądu o natężeniu do 10 mA. ION można wzmocnić jedynie za pomocą wtórnika emitera NPN (patrz TI s. 19-20), ale napięcie na wyjściu takiego „stabilizatora” będzie w dużym stopniu zależeć od prądu obciążenia.
Generator generuje napięcie piłokształtne o wartości 0..+3,0V (amplituda ustalana jest przez ION) na kondensatorze czasowym Ct (pin 5) dla TL494 Texas Instruments i 0...+2,8V dla TL494 Motorola (co możemy oczekiwać od innych?), odpowiednio dla TI F =1,0/(RtCt), dla Motoroli F=1,1/(RtCt).
Dopuszczalne są częstotliwości pracy od 1 do 300 kHz, przy zalecanym zakresie Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. W tym przypadku typowy dryft temperaturowy częstotliwości wynosi (oczywiście bez uwzględnienia dryftu dołączonych elementów) +/-3%, a dryft częstotliwości w zależności od napięcia zasilania mieści się w granicach 0,1% w całym dopuszczalnym zakresie.
Aby zdalnie wyłączyć generator, można użyć zewnętrznego klucza, aby zewrzeć wejście Rt (6) z wyjściem ION lub zewrzeć Ct do masy. Oczywiście przy wyborze Rt, Ct należy wziąć pod uwagę rezystancję upływową otwartego przełącznika.
Wejście sterujące fazą spoczynku (cykl pracy) poprzez komparator fazy spoczynkowej ustawia wymaganą minimalną przerwę pomiędzy impulsami w ramionach obwodu. Jest to konieczne zarówno, aby zapobiec prądowi przelotowemu w stopniach mocy poza układem scalonym, jak i dla stabilnej pracy wyzwalacza - czas przełączania części cyfrowej TL494 wynosi 200 ns. Sygnał wyjściowy jest aktywowany, gdy piła przekroczy napięcie na wejściu sterującym 4 (DT) o Ct. Przy częstotliwościach zegara do 150 kHz przy zerowym napięciu sterującym faza spoczynkowa = 3% okresu (równoważne odchylenie sygnału sterującego 100..120 mV), przy wysokich częstotliwościach wbudowana korekcja wydłuża fazę spoczynkową do 200. 0,300 ns.
Za pomocą obwodu wejściowego DT można ustawić stałą fazę spoczynku (dzielnik R-R), tryb miękkiego startu (R-C), zdalne wyłączanie (klawisz), a także używać DT jako liniowego wejścia sterującego. Obwód wejściowy jest zmontowany przy użyciu tranzystorów PNP, więc prąd wejściowy (do 1,0 μA) przepływa z układu scalonego, a nie do niego. Prąd jest dość duży, dlatego należy unikać rezystorów o wysokiej rezystancji (nie więcej niż 100 kOhm). Zobacz TI, strona 23, aby zapoznać się z przykładem ochrony przeciwprzepięciowej przy użyciu 3-przewodowej diody Zenera TL430 (431).
Wzmacniacze błędów- w rzeczywistości wzmacniacze operacyjne o Ku = 70..95 dB przy stałym napięciu (60 dB dla wczesnych serii), Ku = 1 przy 350 kHz. Obwody wejściowe zmontowano przy użyciu tranzystorów PNP, dzięki czemu prąd wejściowy (do 1,0 μA) wypływa z układu scalonego i nie wpływa do niego. Prąd jest dość duży dla wzmacniacza operacyjnego, napięcie polaryzacji jest również wysokie (do 10 mV), dlatego należy unikać rezystorów o wysokiej rezystancji w obwodach sterujących (nie więcej niż 100 kOhm). Jednak dzięki zastosowaniu wejść pnp zakres napięć wejściowych wynosi od -0,3V do Vsupply-2V.
Wyjścia obu wzmacniaczy są połączone diodą OR. Wzmacniacz, którego napięcie wyjściowe jest wyższe, przejmuje kontrolę nad logiką. W tym przypadku sygnał wyjściowy nie jest dostępny osobno, a jedynie z wyjścia diody OR (również z wejścia komparatora błędów). Zatem tylko jeden wzmacniacz może być zapętlony w trybie liniowym. Wzmacniacz ten zamyka główną, liniową pętlę sprzężenia zwrotnego przy napięciu wyjściowym. W takim przypadku drugi wzmacniacz może służyć jako komparator - np. w przypadku przekroczenia prądu wyjściowego lub jako klucz do logicznego sygnału alarmowego (przegrzanie, zwarcie itp.), zdalnego wyłączenia itp. Jeden z wejścia komparatora są powiązane z ION, a sygnał logiczny jest zorganizowany na drugim sygnale alarmowym OR (jeszcze lepiej - sygnały stanu logicznego ORAZ stan normalny).
Korzystając z systemu operacyjnego zależnego od częstotliwości RC, należy pamiętać, że wyjście wzmacniaczy jest w rzeczywistości jednoprzewodowe (dioda szeregowa!), więc ładuje pojemność (w górę) i rozładowywanie w dół zajmie dużo czasu. Napięcie na tym wyjściu mieści się w granicach 0..+3,5V (nieco więcej niż wahnięcia generatora), następnie współczynnik napięciowy gwałtownie spada i przy około 4,5V na wyjściu wzmacniacze są nasycone. Podobnie należy unikać rezystorów o niskiej rezystancji w obwodzie wyjściowym wzmacniacza (pętla sprzężenia zwrotnego).
Wzmacniacze nie są zaprojektowane do pracy w ciągu jednego cyklu zegarowego częstotliwości roboczej. Przy opóźnieniu propagacji sygnału wewnątrz wzmacniacza wynoszącym 400 ns są na to za wolne, a logika sterowania wyzwalaniem na to nie pozwala (na wyjściu pojawiałyby się impulsy boczne). W rzeczywistych obwodach PN częstotliwość odcięcia obwodu OS jest wybierana rzędu 200-10000 Hz.
Logika sterowania wyzwalaniem i wyjściem- Przy napięciu zasilania co najmniej 7V, jeżeli napięcie piły na generatorze jest większe niż na wejściu sterującym DT oraz jeżeli napięcie piły jest większe niż na którymkolwiek ze wzmacniaczy błędu (biorąc pod uwagę wbudowane progi i przesunięcia) - wyjście obwodu jest dozwolone. Kiedy generator zostanie zresetowany z maksimum do zera, wyjścia zostaną wyłączone. Wyzwalacz z wyjściem parafazowym dzieli częstotliwość na pół. W przypadku logicznego 0 na wejściu 13 (tryb wyjścia) fazy wyzwalania są łączone za pomocą OR i zasilane jednocześnie na oba wyjścia; w przypadku logicznej 1 są one zasilane w fazie do każdego wyjścia oddzielnie.
Tranzystory wyjściowe- npn Darlingtons z wbudowanym zabezpieczeniem termicznym (ale bez zabezpieczenia prądowego). Zatem minimalny spadek napięcia pomiędzy kolektorem (zwykle zamkniętym do szyny dodatniej) a emiterem (przy obciążeniu) wynosi 1,5 V (typowo przy 200 mA), a w obwodzie ze wspólnym emiterem jest nieco lepiej, 1,1 Typowe V. Maksymalny prąd wyjściowy (przy jednym otwartym tranzystorze) jest ograniczony do 500 mA, maksymalna moc całego układu wynosi 1 W.
2. Funkcje aplikacji
Praca nad bramką tranzystora MOS. Wzmacniacze wyjściowe
Podczas pracy na obciążeniu pojemnościowym, które jest zwykle bramką tranzystora MIS, tranzystory wyjściowe TL494 są włączane przez wtórnik emitera. Przy średnim limicie prądu wynoszącym 200 mA obwód jest w stanie szybko naładować bramkę, ale nie można jej rozładować przy wyłączonym tranzystorze. Rozładowywanie bramki za pomocą uziemionego rezystora jest również niezadowalająco powolne. W końcu napięcie na pojemności bramki spada wykładniczo i aby wyłączyć tranzystor, bramkę należy rozładować od 10 V do nie więcej niż 3 V. Prąd rozładowania przez rezystor będzie zawsze mniejszy niż prąd ładowania przez tranzystor (a rezystor znacznie się nagrzeje i ukradnie prąd przełączania podczas ruchu w górę).
Opcja A. Obwód rozładowania przez zewnętrzny tranzystor pnp (pożyczony ze strony internetowej Shikhmana - patrz „Zasilanie wzmacniacza Jensen”). Podczas ładowania bramki prąd płynący przez diodę wyłącza zewnętrzny tranzystor PNP, gdy wyjście układu scalonego jest wyłączone, dioda zostaje wyłączona, tranzystor otwiera się i rozładowuje bramkę do masy; Minus - działa tylko przy małych pojemnościach obciążenia (ograniczonych rezerwą prądową tranzystora wyjściowego układu scalonego).
Podczas korzystania z TL598 (z wyjściem push-pull) funkcja strony niskiego bitu jest już na stałe wbudowana w chip. Opcja A nie jest w tym przypadku praktyczna.
Opcja B. Niezależny wzmacniacz uzupełniający. Ponieważ główne obciążenie prądowe jest obsługiwane przez zewnętrzny tranzystor, pojemność (prąd ładowania) obciążenia jest praktycznie nieograniczona. Tranzystory i diody - dowolne HF o niskim napięciu nasycenia i Ck oraz wystarczającej rezerwie prądowej (1A na impuls lub więcej). Na przykład KT644+646, KT972+973. „Uziemienie” wzmacniaka należy przylutować bezpośrednio obok źródła wyłącznika zasilania. Kolektory tranzystorów wzmacniaka muszą być bocznikowane z użyciem pojemności ceramicznej (nie pokazanej na schemacie).
Wybór obwodu zależy przede wszystkim od charakteru obciążenia (pojemność bramki lub ładunek przełączający), częstotliwości roboczej i wymagań czasowych dla zboczy impulsu. A one (fronty) powinny być jak najszybsze, bo to właśnie podczas procesów przejściowych na wyłączniku MIS większość strat ciepła jest odprowadzana. W celu pełnej analizy problemu polecam sięgnąć do publikacji w zbiorze International Rectifier, jednak ograniczę się do przykładu.
Mocny tranzystor - IRFI1010N - ma referencyjny ładunek całkowity na bramce Qg = 130 nC. To niemały wyczyn, ponieważ tranzystor ma wyjątkowo dużą powierzchnię kanału, aby zapewnić wyjątkowo niską rezystancję kanału (12 mOhm). To klucze, które wymagane są w przetwornicach 12V, gdzie liczy się każdy miliom. Aby kanał się otworzył, bramka musi być zasilana napięciem Vg=+6V względem masy, a całkowity ładunek bramki wynosi Qg(Vg)=60nC. Aby niezawodnie rozładować bramkę naładowaną do 10 V, konieczne jest rozpuszczenie Qg(Vg)=90nC.
2. Implementacja zabezpieczeń prądowych, miękkiego startu, ograniczenia współczynnika wypełnienia
Z reguły rezystor szeregowy w obwodzie obciążenia ma działać jako czujnik prądu. Ale ukradnie cenne wolty i waty na wyjściu konwertera i będzie monitorował tylko obwody obciążenia i nie będzie w stanie wykryć zwarć w obwodach pierwotnych. Rozwiązaniem jest indukcyjny czujnik prądu w obwodzie pierwotnym.
Sam czujnik (przekładnik prądowy) to miniaturowa cewka toroidalna (jej średnica wewnętrzna powinna, oprócz uzwojenia czujnika, swobodnie przechodzić przez przewód uzwojenia pierwotnego głównego transformatora mocy). Przepuszczamy drut uzwojenia pierwotnego transformatora przez torus (ale nie przewód „uziemiający” źródła!). Ustawiamy stałą czasu narastania detektora na około 3-10 okresów częstotliwości zegara, czas zaniku na 10 razy większy, w oparciu o prąd odpowiedzi transoptora (około 2-10 mA przy spadku napięcia 1,2-1,6 V).
Po prawej stronie schematu znajdują się dwa typowe rozwiązania dla TL494. Dzielnik Rdt1-Rdt2 ustala maksymalny cykl pracy (minimalna faza spoczynku). Na przykład, gdy Rdt1=4,7kOhm, Rdt2=47kOhm na wyjściu 4, stałe napięcie wynosi Udt=450mV, co odpowiada fazie spoczynkowej wynoszącej 18..22% (w zależności od serii układu scalonego i częstotliwości roboczej).
Po włączeniu zasilania następuje rozładowanie Css, a potencjał na wejściu DT jest równy Vref (+5V). Css jest ładowany przez Rss (aka Rdt2), płynnie obniżając potencjał DT do dolnej granicy ograniczonej przez dzielnik. To jest „miękki start”. Przy Css = 47 μF i wskazanych rezystorach wyjścia obwodu otwierają się 0,1 s po włączeniu i osiągają cykl pracy w ciągu kolejnych 0,3-0,5 s.
W obwodzie oprócz Rdt1, Rdt2, Css występują dwie nieszczelności - prąd upływowy transoptora (nie większy niż 10 μA w wysokich temperaturach, około 0,1-1 μA w temperaturze pokojowej) i prąd bazowy układu scalonego tranzystor wejściowy płynący z wejścia DT. Aby prądy te nie wpływały znacząco na dokładność dzielnika, Rdt2=Rss wybiera się nie wyżej niż 5 kOhm, Rdt1 - nie więcej niż 100 kOhm.
Oczywiście wybór transoptora i obwodu DT do sterowania nie jest fundamentalny. Możliwe jest również użycie wzmacniacza błędu w trybie komparatora i zablokowanie pojemności generatora lub rezystora (na przykład za pomocą tego samego transoptora) - ale jest to tylko wyłączenie, a nie płynne ograniczenie.
Generator na TL494 z regulowaną częstotliwością i cyklem pracy
Bardzo przydatnym urządzeniem podczas przeprowadzania eksperymentów i prac tuningowych jest generator częstotliwości. Wymagania są niewielkie, potrzebujesz tylko:
- regulacja częstotliwości (okres powtarzania impulsu)
- regulacja cyklu pracy (współczynnik wypełnienia, długość impulsu)
- szeroki zasięg
Zakres regulacji częstotliwości generatora jest niezwykle wysoki - od kilkudziesięciu herców do 500 kHz, a w niektórych przypadkach do 1 MHz, w zależności od mikroukładu, różni producenci mają różne rzeczywiste wartości maksymalnej częstotliwości, którą można „ścisnąć”. na zewnątrz".
Przejdźmy do opisu schematu:
Pit± i Pit~ - zasilanie cyfrowej części obwodu, odpowiednio napięciem stałym i przemiennym 16-20 woltów.
Vout to napięcie zasilania jednostki napędowej, będzie na wyjściu generatora, od 12 woltów. Aby zasilić cyfrową część obwodu z tego napięcia, konieczne jest podłączenie Vout i Pit±, biorąc pod uwagę polaryzację (od 16 woltów).
OUT(+/D) - moc wyjściowa generatora z uwzględnieniem polaryzacji. + - plus mocy, D - dren tranzystora polowego. Obciążenie jest do nich podłączone.
G D S - blok śrubowy do podłączenia tranzystora polowego, który dobiera się według parametrów w zależności od wymagań częstotliwościowych i mocy. Układ płytki drukowanej jest wykonany z uwzględnieniem minimalnej długości przewodów do przełącznika wyjściowego i ich wymaganej szerokości.
Sterownica:
Rt jest rezystorem zmiennym służącym do sterowania zakresem częstotliwości generatora; jego rezystancję należy dobrać odpowiednio do konkretnych wymagań. Poniżej załączono kalkulator online do obliczania częstotliwości TL494. Rezystor R2 ogranicza minimalną wartość rezystancji rezystora taktującego mikroukładu. Można go wybrać dla konkretnego egzemplarza mikroukładu lub zainstalować, jak pokazano na schemacie.
Ct to kondensator regulujący częstotliwość, co ponownie jest odniesieniem do kalkulatora internetowego. Umożliwia ustawienie zakresu regulacji zgodnie z własnymi wymaganiami.
Rdt to rezystor zmienny służący do regulacji cyklu pracy. Za pomocą rezystora R1 można precyzyjnie ustawić zakres regulacji od 1% do 99%, a zamiast niego można najpierw założyć zworkę.
| Ct, nF: | |
| R2, kOhm: | |
| Rt, kOhm: |
Kilka słów o działaniu obwodu. Po przyłożeniu niskiego poziomu do styku 13 mikroukładu (sterowanie wyjściem) zostaje on przełączony w tryb pojedynczego cyklu. Dolny tranzystor mikroukładu jest ładowany na rezystor R3, aby utworzyć wyjście do podłączenia do generatora miernika częstotliwości (miernika częstotliwości). Górny tranzystor mikroukładu steruje sterownikiem na komplementarnej parze tranzystorów S8050 i S8550, których zadaniem jest sterowanie bramką tranzystora wyjściowego mocy. Rezystor R5 ogranicza prąd bramki, jego wartość można zmieniać. Cewka indukcyjna L1 i kondensator o pojemności 47n tworzą filtr chroniący TL494 przed możliwymi zakłóceniami powodowanymi przez sterownik. Indukcyjność cewki indukcyjnej może wymagać dostosowania do zakresu częstotliwości. Należy zauważyć, że tranzystory S8050 i S8550 nie zostały wybrane przypadkowo, ponieważ mają wystarczającą moc i prędkość, co zapewni niezbędne nachylenie frontów. Jak widać schemat jest niezwykle prosty, a jednocześnie funkcjonalny.
Rezystor zmienny Rt należy wykonać w postaci dwóch połączonych szeregowo rezystorów - jednoobrotowego i wieloobrotowego, jeśli wymagana jest płynność i dokładność regulacji częstotliwości.
Płytka drukowana, zgodnie z tradycją, jest rysowana flamastrem i trawiona siarczanem miedzi.
Jako tranzystor mocy można zastosować prawie każdy tranzystor polowy odpowiedni dla napięcia, prądu i częstotliwości. Mogą to być: IRF530, IRF630, IRF640, IRF840.
Im niższa rezystancja tranzystora w stanie otwartym, tym mniej będzie się nagrzewał podczas pracy. Jednak obecność na nim grzejnika jest obowiązkowa.
Zmontowane i przetestowane zgodnie ze schematem dostarczonym na ulotce.
Tylko najważniejsze rzeczy.
Napięcie zasilania 8-35V (wydaje się, że do 40V jest możliwe, ale nie testowałem)
Możliwość pracy w trybie pojedynczego skoku i push-pull.
Dla trybu pojedynczego cyklu maksymalny czas trwania impulsu wynosi 96% (nie mniej niż 4% czasu martwego).
Dla wersji dwusuwowej czas trwania czasu martwego nie może być mniejszy niż 4%.
Przykładając napięcie 0...3,3 V do pinu 4, można ustawić czas martwy. I przeprowadź płynny start.
Posiada wbudowane stabilizowane źródło napięcia odniesienia 5V i prądu do 10mA.
Posiada wbudowane zabezpieczenie przed zbyt niskim napięciem zasilania, wyłączające się poniżej 5,5...7V (najczęściej 6,4V). Kłopot w tym, że przy tym napięciu mosfety przechodzą już w tryb liniowy i przepalają się...
Istnieje możliwość wyłączenia generatora mikroukładów poprzez zwarcie kluczem pinu Rt (6), pinu napięcia odniesienia (14) lub pinu Ct (5).
Częstotliwość robocza 1…300 kHz.
Dwa wbudowane wzmacniacze operacyjne typu „error” o wzmocnieniu Ku=70..95dB. Wejścia - wyjścia (1); (2) i (15); (16). Wyjścia wzmacniaczy są połączone elementem OR, zatem ten, którego napięcie wyjściowe jest większe, steruje czasem trwania impulsu. Jedno z wejść komparatora jest zwykle podłączone do napięcia odniesienia (14), a drugie tam, gdzie jest to potrzebne... Opóźnienie sygnału wewnątrz wzmacniacza wynosi 400 ns, nie są one przeznaczone do pracy w jednym cyklu zegara.
Stopnie wyjściowe mikroukładu o średnim prądzie 200 mA szybko ładują pojemność wejściową bramki potężnego mosfetu, ale nie zapewniają jego rozładowania. w rozsądnym czasie. Dlatego wymagany jest zewnętrzny sterownik.
Pin (5) kondensator C2 i pin (6) rezystory R3; R4 - ustaw częstotliwość wewnętrznego oscylatora mikroukładu. W trybie push-pull jest on dzielony przez 2.
Istnieje możliwość synchronizacji, wyzwalania impulsami wejściowymi.
Generator jednocyklowy z regulowaną częstotliwością i cyklem pracy
Generator jednocyklowy z regulowaną częstotliwością i cyklem pracy (stosunek czasu trwania impulsu do czasu trwania przerwy). Z pojedynczym tranzystorowym sterownikiem wyjściowym. Ten tryb jest realizowany poprzez podłączenie pinu 13 do wspólnej szyny zasilającej.
Schemat (1)
Ponieważ mikroukład ma dwa stopnie wyjściowe, które w tym przypadku działają w fazie, można je połączyć równolegle w celu zwiększenia prądu wyjściowego... Lub nie są uwzględnione... (na zielono na schemacie) Ponadto rezystor R7 nie zawsze jest zainstalowany.
Mierząc napięcie na rezystorze R10 za pomocą wzmacniacza operacyjnego, można ograniczyć prąd wyjściowy. Drugie wejście zasilane jest napięciem odniesienia przez dzielnik R5; R6. Cóż, widzisz, R10 się nagrzeje.
Łańcuch C6; R11 na (3) nodze jest umieszczony dla większej stabilności, arkusz danych o to prosi, ale działa bez niego. Tranzystor może być również stosowany jako struktura NPN.
Schemat (2)
Schemat (3)
Generator jednocyklowy z regulowaną częstotliwością i cyklem pracy. Z dwoma wyjściami tranzystorowymi (regenerator uzupełniający).
Co mogę powiedzieć? Kształt sygnału jest lepszy, procesy przejściowe w momentach przełączania są zmniejszone, nośność jest większa, a straty ciepła są mniejsze. Chociaż może to być subiektywna opinia. Ale. Teraz używam tylko sterownika dwutranzystorowego. Tak, rezystor w obwodzie bramki ogranicza prędkość przełączania stanów nieustalonych.
Schemat (4)
A tutaj mamy obwód typowej przetwornicy typu single-ended z regulacją boost (boost), z regulacją napięcia i ograniczeniem prądu.
Układ działa, montowałem go w kilku wersjach. Napięcie wyjściowe zależy od liczby zwojów cewki L1 i rezystancji rezystorów R7; R10; R11, które wybiera się podczas konfiguracji... Samą szpulę można nawinąć na wszystko. Rozmiar - w zależności od mocy. Pierścień, rdzeń Sh, nawet na wędce. Ale nie powinien się nasycać. Dlatego jeśli pierścień jest wykonany z ferrytu, należy go wyciąć i skleić szczeliną. Duże pierścienie z zasilaczy komputerowych będą dobrze działać, nie ma potrzeby ich wycinania, są one wykonane z „sproszkowanego żelaza”; Jeśli rdzeń ma kształt litery W, nie instalujemy szczeliny magnetycznej; są one wyposażone w krótki średni rdzeń - te już mają szczelinę. Krótko mówiąc, nawijamy go grubym drutem miedzianym lub montażowym (0,5-1,0 mm w zależności od mocy) i liczba zwojów wynosi 10 lub więcej (w zależności od tego, jakie napięcie chcemy uzyskać). Podłączamy obciążenie do planowanego napięcia małej mocy. Nasze dzieło podłączamy do akumulatora za pomocą mocnej lampy. Jeśli lampa nie świeci pełną mocą, weź woltomierz i oscyloskop...
Wybieramy rezystory R7; R10; R11 i liczbę zwojów cewki L1, aby osiągnąć zamierzone napięcie przy obciążeniu.
Choke Dr1 - 5...10 zwojów grubym drutem na dowolnym rdzeniu. Widziałem nawet opcje, w których L1 i Dr1 są nawinięte na tym samym rdzeniu. Sam tego nie sprawdzałem.
Schemat (5)
To także prawdziwy układ przetwornicy podwyższającej, który można wykorzystać np. do ładowania laptopa z akumulatora samochodowego. Komparator na wejściach (15); (16) monitoruje napięcie akumulatora „dawcy” i wyłącza konwerter, gdy napięcie na nim spadnie poniżej wybranego progu.
Łańcuch C8; R12; VD2 – tzw. tłumik, przeznaczony jest do tłumienia emisji indukcyjnych. Niskonapięciowy MOSFET oszczędza, np. IRF3205 wytrzymuje, jeśli się nie mylę, (dren-źródło) do 50V. Jednak znacznie zmniejsza to wydajność. Zarówno dioda, jak i rezystor nagrzewają się dość mocno. Zwiększa to niezawodność. W niektórych trybach (obwodach) bez niego mocny tranzystor po prostu natychmiast się wypala. Ale czasami da się i bez tego wszystkiego... Trzeba spojrzeć na oscyloskop...
Schemat (6)
Główny generator typu push-pull.
Różne możliwości projektowania i regulacji.
Na pierwszy rzut oka ogromna różnorodność obwodów przełączających sprowadza się do znacznie skromniejszej liczby tych, które faktycznie działają... Pierwszą rzeczą, którą zwykle robię, gdy widzę „przebiegły” obwód, jest przerysowanie go w znanym standardzie Dla mnie. Wcześniej nazywał się GOST. W dzisiejszych czasach nie jest jasne, jak rysować, co sprawia, że niezwykle trudno jest to dostrzec. I ukrywa błędy. Myślę, że często jest to robione celowo.
Oscylator główny dla półmostka lub mostka. Jest to najprostszy generator. Czas trwania i częstotliwość impulsu ustawia się ręcznie. Można również regulować czas trwania za pomocą transoptora na (3) nodze, ale regulacja jest bardzo ostra. Użyłem go, aby przerwać działanie mikroukładu. Niektórzy „luminarze” twierdzą, że nie da się sterować za pomocą (3) pinu, mikroukład się przepali, ale moje doświadczenie potwierdza funkcjonalność tego rozwiązania. Nawiasem mówiąc, z powodzeniem zastosowano go w falowniku spawalniczym.
Schemat (10)
Przykłady realizacji regulacji prądu i napięcia (stabilizacji). Podobało mi się to, co sama zrobiłam na zdjęciu nr 12. Prawdopodobnie nie trzeba instalować niebieskich kondensatorów, ale lepiej je mieć.
Schemat (11)
Wszyscy elektronicy zajmujący się projektowaniem urządzeń zasilających prędzej czy później stają przed problemem braku równoważnika obciążenia lub ograniczeń funkcjonalnych istniejących obciążeń, a także ich wymiarów. Na szczęście pojawienie się na rynku rosyjskim tanich i wydajnych tranzystorów polowych nieco poprawiło sytuację.
Zaczęły pojawiać się amatorskie konstrukcje obciążeń elektronicznych opartych na tranzystorach polowych, bardziej odpowiednich do stosowania jako rezystancja elektroniczna niż ich bipolarne odpowiedniki: lepsza stabilność temperaturowa, prawie zerowa rezystancja kanału w stanie otwartym, niskie prądy sterujące – główne zalety determinujące preferują ich wykorzystanie jako elementu regulacyjnego w urządzeniach o dużej mocy. Ponadto pojawiła się szeroka gama ofert producentów urządzeń, których cenniki są pełne szerokiej gamy modeli obciążeń elektronicznych. Ponieważ jednak producenci skupiają swoje bardzo złożone i wielofunkcyjne produkty zwane „obciążeniami elektronicznymi” głównie na produkcji, ceny tych produktów są tak wysokie, że na zakup może sobie pozwolić tylko bardzo zamożna osoba. To prawda, że \u200b\u200bnie jest do końca jasne, dlaczego zamożna osoba potrzebuje obciążenia elektronicznego.
Nie zauważyłem żadnego komercyjnie produkowanego EN skierowanego do amatorskiego sektora inżynieryjnego. Oznacza to, że będziesz musiał zrobić wszystko ponownie sam. Ech... Zacznijmy.
Zalety elektronicznego odpowiednika obciążenia
Dlaczego w zasadzie elektroniczne odpowiedniki obciążenia są lepsze od tradycyjnych środków (mocne rezystory, żarówki, grzejniki i inne urządzenia) często używanych przez projektantów podczas konfigurowania różnych urządzeń zasilających?
Obywatele portalu zajmujący się projektowaniem i naprawą zasilaczy niewątpliwie znają odpowiedź na to pytanie. Osobiście widzę dwa czynniki, które wystarczą, aby mieć obciążenie elektroniczne w swoim „laboratorium”: małe wymiary, możliwość kontrolowania mocy obciążenia w dużych granicach za pomocą prostych środków (w ten sam sposób regulujemy głośność dźwięku czy napięcie wyjściowe zasilanie - zwykłym rezystorem zmiennym, a nie mocnymi stykami przełącznika, silnikiem z reostatem itp.).
Ponadto „działania” obciążenia elektronicznego można łatwo zautomatyzować, co ułatwia i bardziej wyrafinowanie testuje urządzenie zasilające przy użyciu obciążenia elektronicznego. Jednocześnie oczywiście oczy i ręce inżyniera zostają uwolnione, a praca staje się bardziej produktywna. Ale rozkoszy wszystkich możliwych wodotrysków i doskonałości nie ma w tym artykule, a być może u innego autora. W międzyczasie porozmawiajmy o jeszcze jednym typie obciążenia elektronicznego - pulsacyjnym.
Cechy pulsacyjnej wersji EN
Analogowe obciążenia elektroniczne są z pewnością dobre i wielu z tych, którzy stosowali obciążenia elektroniczne przy ustawianiu urządzeń zasilających, doceniło jego zalety. Zasilacze impulsowe mają swoją specyfikę, umożliwiając ocenę działania zasilacza pod obciążeniem impulsowym, takim jak na przykład działanie urządzeń cyfrowych. Mocne wzmacniacze częstotliwości audio mają charakterystyczny wpływ również na urządzenia zasilające, dlatego dobrze byłoby wiedzieć, jak zasilacz zaprojektowany i wyprodukowany dla konkretnego wzmacniacza będzie się zachowywał pod określonym obciążeniem.
Podczas diagnozowania naprawianych zasilaczy zauważalny jest również efekt stosowania impulsowego EN. Na przykład za pomocą impulsowego EN wykryto awarię nowoczesnego zasilacza komputerowego. Deklarowana awaria tego 850-watowego zasilacza była następująca: komputer podczas pracy z tym zasilaczem wyłączał się losowo w dowolnym momencie pracy z dowolną aplikacją, niezależnie od mocy pobieranej w momencie wyłączenia. Testowany pod normalnym obciążeniem (kilka mocnych rezystorów +3V, +5V i żarówki halogenowe +12V) zasilacz ten pracował z hukiem przez kilka godzin, mimo że moc obciążenia wynosiła 2/3 jego mocy deklarowana władza. Usterka pojawiła się po podłączeniu impulsowego zasilacza elektrycznego do kanału +3 V i zasilacz zaczął się wyłączać, gdy tylko wskazówka amperomierza osiągnęła znak 1A. W tym przypadku prądy obciążenia na każdym z pozostałych kanałów napięcia dodatniego nie przekroczyły 3A. Płyta nadzorcza okazała się uszkodzona i została wymieniona na podobną (na szczęście był ten sam zasilacz z przepalonym zasilaczem), po czym zasilacz pracował normalnie na maksymalnym dopuszczalnym prądzie dla impulsu zastosowany zasilacz (10A), który jest przedmiotem opisu w tym artykule.
Pomysł
Pomysł stworzenia obciążenia impulsowego pojawił się dość dawno temu i po raz pierwszy został wdrożony w 2002 roku, jednak nie w obecnej formie i na innej bazie elementów i do nieco innych celów, a wówczas nie było wystarczających zachęty i inne podstawy dla mnie osobiście do rozwijania tego pomysłu. Teraz gwiazdy są ułożone inaczej i coś się połączyło w kolejnym wcieleniu tego urządzenia. Urządzenie miało natomiast początkowo nieco inne przeznaczenie – sprawdzanie parametrów transformatorów impulsowych i dławików. Ale jedno nie koliduje z drugim. Swoją drogą, jeśli ktoś chce badać elementy indukcyjne za pomocą tego lub podobnego urządzenia, to proszę: poniżej zamieszczam archiwum artykułów czcigodnych (w dziedzinie energoelektroniki) inżynierów poświęconych temu tematowi.
Czym więc w zasadzie jest „klasyczny” (analogowy) EN? Stabilizator prądu działający w trybie zwarciowym. I nic więcej. A ten, kto w przypływie jakiejkolwiek pasji będzie miał rację, zamknie zaciski wyjściowe ładowarki lub spawarki i powie: to jest obciążenie elektroniczne! Nie jest oczywiście faktem, że takie zwarcie nie będzie miało szkodliwych konsekwencji zarówno dla urządzeń, jak i dla samego operatora, jednak oba urządzenia są rzeczywiście źródłami prądu i po pewnym dostrojeniu mogłyby uważać się za obciążenie elektroniczne, jak każde inne dowolnie prymitywne źródło prądu. Prąd w analogowym EN będzie zależał od napięcia na wyjściu testowanego zasilacza, rezystancji omowej kanału tranzystora polowego, ustawionej przez wartość napięcia na jego bramce.
Prąd w zasilaczu impulsowym będzie zależał od sumy parametrów, do których zalicza się szerokość impulsu, minimalna rezystancja kanału otwartego przełącznika wyjściowego oraz właściwości testowanego zasilacza (pojemność kondensatorów, indukcyjność dławiki zasilające, napięcie wyjściowe).
W momencie rozwarcia wyłącznika EN tworzy się krótkotrwałe zwarcie, w wyniku którego kondensatory badanego zasilacza rozładowują się, a dławiki (o ile występują w zasilaczu) mają tendencję do nasycania. Klasyczne zwarcie jednak nie występuje, ponieważ Szerokość impulsu jest ograniczona w czasie przez wartości mikrosekundowe, które określają wielkość prądu rozładowania kondensatorów zasilacza.
Jednocześnie testowanie zasilacza impulsowego jest bardziej ekstremalne w przypadku testowanego zasilacza. Ale taka kontrola ujawnia więcej „pułapek”, w tym jakość przewodów zasilających dostarczanych do urządzenia zasilającego. Zatem po podłączeniu impulsowego zasilacza elektrycznego do zasilacza 12 V z podłączeniem drutów miedzianych o średnicy rdzenia 0,8 mm i prądzie obciążenia 5 A oscylogram na zasilaczu ujawnił tętnienia, które były sekwencją prostokątnych impulsy o wahaniach do 2 V i ostrych skokach o amplitudzie równej napięciu zasilania. Na zaciskach samego zasilacza praktycznie nie było pulsacji z zasilacza. W samym EN tętnienia zostały zredukowane do minimum (poniżej 50 mV) poprzez zwiększenie liczby żył każdego przewodu zasilającego EN - do 6. W wersji „dwużyłowej” minimalne tętnienie porównywalne z „sześcioma -core” uzyskano poprzez zamontowanie dodatkowego kondensatora elektrolitycznego o pojemności 4700 mF w punktach podłączenia przewodów zasilających z obciążeniem. Zatem przy budowie zasilacza bardzo przydatny może być zasilacz impulsowy.
Schemat
EN składa się z popularnych (dzięki dużej liczbie zasilaczy komputerowych pochodzących z recyklingu) podzespołów. Obwód EN zawiera generator z regulowaną częstotliwością i szerokością impulsu, zabezpieczenie termiczne i prądowe. Generator wykonany jest w technologii PWM TL494.
Regulacja częstotliwości odbywa się za pomocą rezystora zmiennego R1; cykl pracy - R2; czułość termiczna - R4; ograniczenie prądu - R14.
Wyjście generatora jest zasilane przez wtórnik emitera (VT1, VT2), aby działać na pojemności bramki tranzystorów polowych wynoszącej 4 lub więcej.
Część generatorową obwodu i stopień buforowy na tranzystorach VT1, VT2 można zasilać z osobnego źródła zasilania o napięciu wyjściowym +12...15 V i prądzie do 2 A lub z kanału zasilania +12 V testowana podaż.
Wyjście EN (dren tranzystora polowego) jest podłączone do „+” testowanego zasilacza, wspólny przewód EN jest podłączony do wspólnego przewodu zasilacza. Każda z bramek tranzystorów polowych (w przypadku ich grupowego zastosowania) musi być podłączona do wyjścia stopnia buforowego za pomocą własnego rezystora, niwelując różnicę parametrów bramki (pojemność, napięcie progowe) i zapewniając pracę synchroniczną przełączników.
Na zdjęciach widać, że na płytce EN znajduje się para diod LED: zielona - wskaźnik mocy obciążenia, czerwona wskazuje działanie wzmacniaczy błędów mikroukładu w krytycznej temperaturze (stałe świecenie) lub przy ograniczonym prądzie (ledwo zauważalne migotanie). Działaniem czerwonej diody LED steruje się kluczem na tranzystorze KT315, którego emiter jest podłączony do wspólnego przewodu; podstawa (przez rezystor 5-15 kOhm) z pinem 3 mikroukładu; kolektor - (przez rezystor 1,1 kOhm) z katodą diody LED, której anoda jest podłączona do pinów 8, 11, 12 mikroukładu DA1. Węzeł ten nie jest pokazany na schemacie, ponieważ nie jest absolutnie obowiązkowe.
Jeśli chodzi o rezystor R16. Gdy przepływa przez niego prąd o natężeniu 10 A, moc wydzielana przez rezystor będzie wynosić 5 W (przy rezystancji wskazanej na schemacie). W rzeczywistym projekcie zastosowano rezystor o rezystancji 0,1 oma (nie znaleziono wymaganej wartości), a moc rozproszona w jego korpusie przy tym samym prądzie wyniesie 10 W. W tym przypadku temperatura rezystora jest znacznie wyższa niż temperatura klawiszy EN, które (przy zastosowaniu widocznego na zdjęciu radiatora) nie nagrzewają się zbytnio. Dlatego lepiej jest zamontować czujnik temperatury na rezystorze R16 (lub w jego bezpośrednim sąsiedztwie), a nie na grzejniku z klawiszami EN.
Wczoraj zabraliśmy się za praktyczne badanie tego, najpopularniejszego do niedawna (w tej chwili technologia poszła dalej) kontrolera PWM. Zgromadziłem około 30 wadliwych bloków. Nie wiem co jest pierwsze, zbierałem je, żeby nauczyć się je naprawiać, albo zamarzyło mi się, żeby nauczyć się je naprawiać, i dlatego je zebrałem =))) Kupiłem zabawkowy oscyloskop miniDSO DS203 (już kilka lat temu), głównie do celów praktycznych badań źródeł impulsowych. Potem się nim pobawiłem i porzuciłem pomysł naprawy zasilaczy. Nie miałem wystarczającego doświadczenia i morale, aby zrozumieć strukturę mikroukładu.
Do tej pory udało mi się naprawić tylko bloki z niewielkimi uszkodzeniami.
W Internecie jest wystarczająco dużo opisów działania mikroukładu; czytałem na przykład ten artykuł wcześniej, ale od razu nic nie zrozumiałem.
Układ kontrolny TL494
A potem natknąłem się na film przedstawiający gościa, który z łatwością podnosi i naprawia blok.
Link do momentu, w którym sprawdza sprawność układu PWM.
Prawidłowa naprawa zasilacza ATX (autor: TheMovieAll)
Ogólnie rzecz biorąc, ponownie wyjąłem jeden z wadliwych bloków i zacząłem po nim powtarzać.
Na bloku AT eksperyment od razu zakończył się sukcesem; po dostarczeniu zasilania z zewnętrznego źródła mikroukład uruchomił się i mogłem zaobserwować „poprawne” oscylogramy na 5., 8. i 11. odnodze mikroukładu. Z ATX nie wyszło od razu.
Po pewnym czasie prób uruchomienia PWM w kilku blokach ATX, pomyślałem, że to nie może być tak, że PWM jest wadliwy we wszystkich. Więc robię coś złego. Dopiero wtedy pojawił się pomysł sygnału PS-on. Zwarłem go do masy i zadziałało! Tutaj dodam, że zwarcie rezystora na 4 nóżce nie jest metodą uniwersalną, zależy od konkretnej konstrukcji płytki blokowej, często DTC są podłączone do Vref w taki sposób, że nie da się ich odłączyć bez przecięcia ścieżka. Facet z TheMovieAll miał szczęście, zwarł rezystor i nie doprowadził Vrefa do masy. Lepiej w ogóle nie dotykać tego rezystora. Bardziej poprawną metodą jest instrukcja ze znanego serwisu ROM.by, punkt 3. Choć czytałem ją kilka lat temu, natłok informacji nie pozwolił mi ogarnąć i zrozumieć. Cóż, najwyraźniej pewne rzeczy trzeba latami zrozumieć =)))
ROM.by: ABC młodego mechanika zajmującego się zasilaczami. Przeczytaj, a potem zadaj pytanie.
Cytat:
„Sprawdzanie układu PWM TL494 i podobnych (KA7500).
O pozostałych PWM-ach napiszemy więcej.
1. Podłącz urządzenie do sieci. Na 12-tej nodze powinno być około 12-30V.
2. Jeśli nie, sprawdź pomieszczenie służbowe. Jeśli tak, sprawdź napięcie na nóżce 14 - powinno wynosić +5V (+-5%).
3. Jeśli nie, zmień mikroukład. Jeśli tak, sprawdź zachowanie 4. nogi, gdy PS-ON jest zwarty do masy. Przed obwodem powinno być około 3...5V, po - około 0.
4. Zamontuj zworkę z nogi 16 (zabezpieczenie prądowe) do podłoża (jeżeli nie jest używana, to już leży na podłożu). Tym samym tymczasowo wyłączamy zabezpieczenie prądowe MS.
5. Zwieramy PS-ON do masy i obserwujemy impulsy na 8. i 11. odnodze PWM, a następnie na podstawach kluczowych tranzystorów.
6. Jeśli na 8 lub 11 nogach nie ma impulsów lub PWM się nagrzewa, zmień mikroukład. Wskazane jest stosowanie mikroukładów znanych producentów (Texas Instruments, Fairchild Semiconductor itp.).
7. Jeśli obraz jest piękny, można uznać kaskadę PWM i napędów za żywotną.
8. Jeżeli na kluczowych tranzystorach nie ma impulsów, sprawdzamy stopień pośredni (napęd) - zwykle 2 sztuki C945 z kolektorami na trance napędu, dwa 1N4148 i pojemności 1...10 μF przy 50V, diody w ich okablowaniu , same kluczowe tranzystory, lutowanie transformatora nóg mocy i kondensator separujący.