FURNIZIMI I NDËRMARRJES SË PRERJESË PËR TL494 DHE IR2110

Shumica e konvertuesve të tensionit të automobilave dhe rrjetit bazohen në një kontrollues të specializuar TL494, dhe meqenëse është kryesori, do të ishte e padrejtë të mos flasim shkurtimisht për parimin e funksionimit të tij.
Kontrolluesi TL494 është një paketë plastike DIP16 (ka edhe opsione në një paketë planare, por nuk përdoret në këto modele). Diagrami funksional i kontrolluesit është paraqitur në Fig. 1.

Figura 1 - Bllok diagrami i çipit TL494.

Siç shihet nga figura, mikroqarku TL494 ka qarqe kontrolli shumë të zhvilluara, gjë që bën të mundur ndërtimin e konvertuesve në bazë të tij për t'iu përshtatur pothuajse çdo kërkese, por së pari disa fjalë për njësitë funksionale të kontrolluesit.
Qarqet ION dhe mbrojtja nga nëntensioni. Qarku ndizet kur fuqia arrin pragun prej 5.5..7.0 V (vlera tipike 6.4V). Deri në këtë moment autobusët e kontrollit të brendshëm ndalojnë funksionimin e gjeneratorit dhe të pjesës logjike të qarkut. Rryma pa ngarkesë në tensionin e furnizimit +15V (tranzistorët e daljes janë të çaktivizuar) nuk është më shumë se 10 mA. ION +5V (+4,75..+5,25 V, stabilizimi i daljes jo më i keq se +/- 25mV) siguron një rrymë rrjedhëse deri në 10 mA. ION mund të rritet vetëm duke përdorur një përcjellës të emetuesit NPN (shih TI f. 19-20), por voltazhi në daljen e një "stabilizuesi" të tillë do të varet shumë nga rryma e ngarkesës.
Gjenerator gjeneron një tension sharre prej 0..+3.0V (amplituda vendoset nga ION) në kondensatorin e kohës Ct (pin 5) për TL494 Texas Instruments dhe 0...+2.8V për TL494 Motorola (çfarë mund të presin nga të tjerët?), përkatësisht, për TI F =1.0/(RtCt), për Motorola F=1.1/(RtCt).
Frekuencat e lejuara të funksionimit nga 1 deri në 300 kHz, me diapazonin e rekomanduar Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. Në këtë rast, zhvendosja tipike e temperaturës së frekuencës është (natyrisht, pa marrë parasysh zhvendosjen e përbërësve të bashkangjitur) +/-3%, dhe zhvendosja e frekuencës në varësi të tensionit të furnizimit është brenda 0.1% në të gjithë diapazonin e lejuar.
Për mbyllje në distancë gjeneratori, mund të përdorni një çelës të jashtëm për të lidhur lidhjen e shkurtër të hyrjes Rt (6) në daljen ION, ose për të lidhur qarkun e shkurtër Ct në tokë. Sigurisht, rezistenca e rrjedhjes së çelësit të hapur duhet të merret parasysh kur zgjidhni Rt, Ct.
Hyrja e kontrollit të fazës së pushimit (faktori i detyrës) përmes krahasuesit të fazës së pushimit vendos pauzën minimale të kërkuar midis pulseve në krahët e qarkut. Kjo është e nevojshme si për të parandaluar rrymën në fazat e fuqisë jashtë IC, ashtu edhe për funksionimin e qëndrueshëm të këmbëzës - koha e kalimit të pjesës dixhitale të TL494 është 200 ns. Sinjali i daljes aktivizohet kur sharra tejkalon tensionin në hyrjen e kontrollit 4 (DT) me Ct. Në frekuencat e orës deri në 150 kHz me tension kontrolli zero, faza e pushimit = 3% e periudhës (paragjykim ekuivalent i sinjalit të kontrollit 100..120 mV), në frekuenca të larta korrigjimi i integruar zgjeron fazën e pushimit në 200. .300 ns.
Duke përdorur qarkun e hyrjes DT, mund të vendosni një fazë pushimi fikse (ndarës R-R), modalitetin e fillimit të butë (R-C), mbyllje në distancë (çelësi) dhe gjithashtu të përdorni DT si hyrje lineare kontrolli. Qarku i hyrjes është montuar duke përdorur transistorë PNP, kështu që rryma hyrëse (deri në 1.0 μA) rrjedh nga IC dhe jo në të. Rryma është mjaft e madhe, kështu që duhet të shmangen rezistorët me rezistencë të lartë (jo më shumë se 100 kOhm). Shihni TI, faqen 23 për një shembull të mbrojtjes nga mbitensionet duke përdorur një diodë zener me 3 priza TL430 (431).
Përforcuesit e gabimeve - në fakt, amplifikatorët operacionalë me Ku = 70..95 dB në tension konstant (60 dB për seritë e hershme), Ku = 1 në 350 kHz. Qarqet e hyrjes janë mbledhur duke përdorur transistorë PNP, kështu që rryma e hyrjes (deri në 1.0 μA) rrjedh nga IC dhe nuk rrjedh në të. Rryma është mjaft e madhe për op-amp, tensioni i paragjykimit është gjithashtu i lartë (deri në 10 mV), kështu që duhet të shmangen rezistorët me rezistencë të lartë në qarqet e kontrollit (jo më shumë se 100 kOhm). Por falë përdorimit të hyrjeve pnp, diapazoni i tensionit të hyrjes është nga -0.3V në Vsupply-2V
Kur përdorni një OS të varur nga frekuenca RC, duhet të mbani mend se dalja e amplifikatorëve është në të vërtetë me një fund (diodë serie!), kështu që do të ngarkojë kapacitetin (lart) dhe do të duhet një kohë e gjatë për t'u shkarkuar poshtë. Tensioni në këtë dalje është brenda 0..+3.5V (pak më shumë se lëkundja e gjeneratorit), atëherë koeficienti i tensionit bie ndjeshëm dhe afërsisht në 4.5V në dalje amplifikatorët janë të ngopur. Në mënyrë të ngjashme, rezistorët me rezistencë të ulët në qarkun e daljes së amplifikatorit (laki i reagimit) duhet të shmangen.
Përforcuesit nuk janë projektuar për të funksionuar brenda një cikli të orës të frekuencës së funksionimit. Me një vonesë të përhapjes së sinjalit brenda amplifikatorit prej 400 ns, ato janë shumë të ngadalta për këtë, dhe logjika e kontrollit të këmbëzës nuk e lejon atë (pulset anësore do të shfaqen në dalje). Në qarqet reale PN, frekuenca e ndërprerjes së qarkut OS zgjidhet në rendin prej 200-10000 Hz.
Logjika e kontrollit të këmbëzës dhe daljes - Me një tension furnizimi prej të paktën 7V, nëse tensioni i sharrës në gjenerator është më i madh se në hyrjen e kontrollit DT, dhe nëse tensioni i sharrës është më i madh se në cilindo nga amplifikatorët e gabimit (duke marrë parasysh pragjet e integruara dhe kompensime) - dalja e qarkut lejohet. Kur gjeneratori rivendoset nga maksimumi në zero, daljet fiken. Një shkas me dalje parafaze e ndan frekuencën në gjysmë. Me 0 logjike në hyrjen 13 (modaliteti i daljes), fazat e këmbëzës kombinohen nga OR dhe furnizohen njëkohësisht në të dy daljet me logjikën 1, ato furnizohen në fazë për secilën dalje veç e veç.
Transistorët e daljes - npn Darlingtons me mbrojtje termike të integruar (por pa mbrojtje aktuale). Kështu, rënia minimale e tensionit midis kolektorit (zakonisht i mbyllur në autobusin pozitiv) dhe emetuesit (në ngarkesë) është 1.5 V (tipike në 200 mA), dhe në një qark me një emetues të përbashkët është pak më mirë, 1.1 V tipike. Rryma maksimale e daljes (me një transistor të hapur) është e kufizuar në 500 mA, fuqia maksimale për të gjithë çipin është 1 W.
Furnizimet e ndërprerësve me energji elektrike po zëvendësojnë gradualisht të afërmit e tyre tradicional në inxhinierinë audio, pasi ato duken dukshëm më tërheqëse si ekonomikisht ashtu edhe në madhësi. I njëjti faktor që furnizimet me energji komutuese kontribuojnë ndjeshëm në shtrembërimin e amplifikatorit, përkatësisht shfaqja e ngjyrimeve shtesë, nuk është më i rëndësishëm kryesisht për dy arsye - baza moderne e elementit bën të mundur projektimin e konvertuesve me një frekuencë konvertimi dukshëm më të lartë se 40 kHz, prandaj modulimi i fuqisë i prezantuar nga furnizimi me energji elektrike do të jetë tashmë në ultratinguj. Përveç kësaj, një frekuencë më e lartë e furnizimit me energji është shumë më e lehtë për t'u filtruar, dhe përdorimi i dy filtrave LC në formë L përgjatë qarqeve të furnizimit me energji tashmë zbut mjaftueshëm valëzimet në këto frekuenca.
Sigurisht, ka një mizë në vaj në këtë fuçi mjalti - ndryshimi në çmim midis një furnizimi tipik me energji elektrike për një amplifikator të energjisë dhe një pulsi bëhet më i dukshëm ndërsa fuqia e kësaj njësie rritet, d.m.th. Sa më i fuqishëm të jetë furnizimi me energji elektrike, aq më fitimprurës është në raport me homologun e tij standard.
Dhe kjo nuk është e gjitha. Kur përdorni furnizimin me energji komutuese, është e nevojshme t'i përmbaheni rregullave për instalimin e pajisjeve me frekuencë të lartë, përkatësisht përdorimin e ekraneve shtesë, furnizimin e pjesës së energjisë së telit të përbashkët në zhytëset e nxehtësisë, si dhe instalimin e saktë të tokëzimit dhe lidhjen e gërshetat dhe përcjellësit mbrojtës.
Pas një digresioni të shkurtër lirik rreth veçorive të furnizimit me energji komutuese për amplifikatorët e energjisë, diagrami aktual i qarkut të një furnizimi me energji 400W:

Figura 1. Diagrami skematik i një furnizimi me energji komutuese për amplifikatorët e fuqisë deri në 400 W
Zmadho ME CILESI TE MIR

Kontrolluesi i kontrollit në këtë furnizim me energji elektrike është TL494. Sigurisht, ka çipa më modernë për të kryer këtë detyrë, por ne e përdorim këtë kontrollues të veçantë për dy arsye - është shumë e lehtë për t'u blerë. Për një kohë mjaft të gjatë, TL494 nga Texas Instruments u përdor në furnizimin me energji elektrike të prodhuar, nuk u gjetën probleme cilësore. Përforcuesi i gabimit mbulohet nga OOS, gjë që bën të mundur arritjen e një koeficienti mjaft të madh. stabilizimi (raporti i rezistorëve R4 dhe R6).
Pas kontrolluesit TL494 ekziston një drejtues gjysmë urë IR2110, i cili në të vërtetë kontrollon portat e transistorëve të energjisë. Përdorimi i drejtuesit bëri të mundur braktisjen e transformatorit të përputhjes, i cili përdoret gjerësisht në furnizimin me energji kompjuterike. Drejtuesi IR2110 ngarkohet në porta përmes zinxhirëve R24-VD4 dhe R25-VD5 që përshpejtojnë mbylljen e portave të fushës.
Çelësat e rrymës VT2 dhe VT3 funksionojnë në mbështjelljen kryesore të transformatorit të energjisë. Pika e mesit e kërkuar për të marrë tension të alternuar në mbështjelljen parësore të transformatorit formohet nga elementët R30-C26 dhe R31-C27.
Disa fjalë për algoritmin e funksionimit të furnizimit me energji komutuese në TL494:
Në momentin e furnizimit me një tension prej 220 V, kapacitetet e filtrave primar të furnizimit me energji elektrike C15 dhe C16 infektohen përmes rezistorëve R8 dhe R11, gjë që nuk lejon që ura diol VD të mbingarkohet nga një rrymë e qarkut të shkurtër të shkarkuar plotësisht. C15 dhe C16. Në të njëjtën kohë, kondensatorët C1, C3, C6, C19 ngarkohen përmes një linje rezistencash R16, R18, R20 dhe R22, stabilizatorit 7815 dhe rezistorit R21.
Sapo voltazhi në kondensatorin C6 arrin 12 V, dioda zener VD1 "shpërton" dhe rryma fillon të rrjedhë përmes saj, duke ngarkuar kondensatorin C18, dhe sapo terminali pozitiv i këtij kondensatori arrin një vlerë të mjaftueshme për të hapur tiristorin VS2 , do të hapet. Kjo do të aktivizojë stafetën K1, e cila me kontaktet e saj do të anashkalojë rezistorët kufizues të rrymës R8 dhe R11 Për më tepër, tiristori i hapur VS2 do të hapë transistorin VT1 si te kontrolluesi TL494 ashtu edhe te drejtuesi i gjysmë urës IR2110. Kontrolluesi do të fillojë një modalitet të butë të fillimit, kohëzgjatja e të cilit varet nga vlerësimet e R7 dhe C13.
Gjatë një fillimi të butë, kohëzgjatja e pulseve që hapin transistorët e fuqisë rritet gradualisht, duke ngarkuar gradualisht kondensatorët e fuqisë dytësore dhe duke kufizuar rrymën përmes diodave ndreqës. Kohëzgjatja rritet derisa furnizimi dytësor të jetë i mjaftueshëm për të hapur LED të optobashkuesit IC1. Sapo ndriçimi i LED-së së optobashkuesit të bëhet i mjaftueshëm për të hapur transistorin, kohëzgjatja e pulsit do të ndalojë së rrituri (Figura 2).

Figura 2. Modaliteti i fillimit të butë.

Duhet të theksohet këtu se kohëzgjatja e fillimit të butë është e kufizuar, pasi rryma që kalon nëpër rezistorët R16, R18, R20, R22 nuk është e mjaftueshme për të fuqizuar kontrolluesin TL494, drejtuesin IR2110 dhe mbështjelljen e stafetës së ndezur - furnizimin voltazhi i këtyre mikroqarqeve do të fillojë të ulet dhe së shpejti do të ulet në një vlerë në të cilën TL494 do të ndalojë gjenerimin e impulseve të kontrollit. Dhe është pikërisht deri në këtë moment që modaliteti i fillimit të butë duhet të përfundojë dhe konverteri duhet të kthehet në funksionimin normal, pasi kontrolluesi TL494 dhe drejtuesi IR2110 marrin fuqinë e tyre kryesore nga transformatori i energjisë (VD9, VD10 - ndreqësi i pikës së mesme, R23- C1-C3 - Filtri RC, IC3 është një stabilizues 15 V) dhe kjo është arsyeja pse kondensatorët C1, C3, C6, C19 kanë vlera kaq të mëdha - ata duhet të ruajnë furnizimin me energji të kontrolluesit derisa të kthehet në funksionimin normal.
TL494 stabilizon tensionin e daljes duke ndryshuar kohëzgjatjen e pulseve të kontrollit të transistorëve të fuqisë në një frekuencë konstante - Modulimi i gjerësisë së pulsit - PWM. Kjo është e mundur vetëm nëse vlera e tensionit dytësor të transformatorit të fuqisë është më e lartë se ajo e kërkuar në daljen e stabilizatorit me të paktën 30%, por jo më shumë se 60%.

Figura 3. Parimi i funksionimit të një stabilizuesi PWM.

Ndërsa ngarkesa rritet, tensioni i daljes fillon të ulet, LED i optoçiftit IC1 fillon të shkëlqejë më pak, tranzistori i optoçiftit mbyllet, duke ulur tensionin në amplifikatorin e gabimit dhe duke rritur kështu kohëzgjatjen e pulseve të kontrollit derisa voltazhi efektiv të arrijë vlerën e stabilizimit (Figura 3). Ndërsa ngarkesa zvogëlohet, voltazhi do të fillojë të rritet, LED i optobashkuesit IC1 do të fillojë të shkëlqejë më i ndritshëm, duke hapur kështu transistorin dhe duke zvogëluar kohëzgjatjen e pulseve të kontrollit derisa vlera efektive e tensionit të daljes të ulet në një vlerë të stabilizuar. Sasia e tensionit të stabilizuar rregullohet nga prerja e rezistencës R26.
Duhet të theksohet se kontrolluesi TL494 nuk e rregullon kohëzgjatjen e çdo impulsi në varësi të tensionit të daljes, por vetëm vlerën mesatare, d.m.th. pjesa matëse ka njëfarë inercie. Sidoqoftë, edhe me kondensatorët e instaluar në furnizimin me energji dytësore me një kapacitet prej 2200 μF, ndërprerjet e energjisë në ngarkesat afatshkurtëra maksimale nuk kalojnë 5%, gjë që është mjaft e pranueshme për pajisjet e klasës HI-FI. Zakonisht instalojmë kondensatorë në furnizimin me energji dytësore prej 4700 uF, gjë që jep një diferencë të sigurt për vlerat e pikut, dhe përdorimi i një mbytjeje stabilizimi grupor na lejon të kontrollojmë të 4 tensionet e fuqisë dalëse.
Ky furnizim me energji komutuese është i pajisur me mbrojtje nga mbingarkesa, elementi matës i të cilit është transformatori aktual TV1. Sapo rryma të arrijë një vlerë kritike, tiristori VS1 hapet dhe anashkalon furnizimin me energji elektrike në fazën përfundimtare të kontrolluesit. Impulset e kontrollit zhduken dhe furnizimi me energji kalon në modalitetin e gatishmërisë, në të cilin mund të qëndrojë për një kohë mjaft të gjatë, pasi tiristori VS2 vazhdon të mbetet i hapur - rryma që rrjedh nëpër rezistorët R16, R18, R20 dhe R22 është e mjaftueshme për ta mbajtur atë. në gjendje të hapur. Si të llogarisni një transformator aktual.
Për të dalë nga furnizimi me energji nga modaliteti i gatishmërisë, duhet të shtypni butonin SA3, i cili do të anashkalojë tiristorin VS2 me kontaktet e tij, rryma do të ndalojë të rrjedhë nëpër të dhe do të mbyllet. Sapo hapen kontaktet SA3, transistori VT1 mbyllet vetë, duke hequr energjinë nga kontrolluesi dhe drejtuesi. Kështu, qarku i kontrollit do të kalojë në modalitetin e konsumit minimal - tiristori VS2 është i mbyllur, prandaj stafeta K1 është e fikur, transistori VT1 është i mbyllur, prandaj kontrolluesi dhe drejtuesi janë të çaktivizuar. Kondensatorët C1, C3, C6 dhe C19 fillojnë të ngarkohen dhe sapo voltazhi arrin 12 V, hapet tiristori VS2 dhe fillon furnizimi me energji komutuese.
Nëse keni nevojë të vendosni furnizimin me energji në modalitetin e gatishmërisë, mund të përdorni butonin SA2, kur shtypet, baza dhe emetuesi i tranzistorit VT1 do të lidhen. Transistori do të mbyllë dhe do të çaktivizojë kontrolluesin dhe drejtuesin. Impulset e kontrollit do të zhduken, dhe tensionet dytësore do të zhduken. Megjithatë, fuqia nuk do të hiqet nga stafeta K1 dhe konverteri nuk do të rindizet.
Ky dizajn qark ju lejon të montoni furnizime me energji elektrike nga 300-400 W në 2000 W, natyrisht, disa elementë qarku do të duhet të zëvendësohen, pasi parametrat e tyre thjesht nuk mund t'i rezistojnë ngarkesave të rënda.
Kur montoni opsione më të fuqishme, duhet t'i kushtoni vëmendje kondensatorëve të filtrave zbutës të furnizimit me energji primare C15 dhe C16. Kapaciteti total i këtyre kondensatorëve duhet të jetë proporcional me fuqinë e furnizimit me energji elektrike dhe të korrespondojë me proporcionin 1 W të fuqisë dalëse të konvertuesit të tensionit që korrespondon me 1 µF të kapacitetit të kondensatorit të filtrit primar të energjisë. Me fjalë të tjera, nëse fuqia e furnizimit me energji elektrike është 400 W, atëherë duhet të përdoren 2 kondensatorë prej 220 μF, nëse fuqia është 1000 W, atëherë duhet të instalohen 2 kondensatorë prej 470 μF ose dy nga 680 μF.
Kjo kërkesë ka dy qëllime. Së pari, valëzimi i tensionit primar të furnizimit zvogëlohet, gjë që e bën më të lehtë stabilizimin e tensionit të daljes. Së dyti, përdorimi i dy kondensatorëve në vend të një lehtëson funksionimin e vetë kondensatorit, pasi kondensatorët elektrolitikë të serisë TK janë shumë më të lehtë për t'u marrë, dhe ato nuk janë plotësisht të destinuara për përdorim në furnizimet me energji me frekuencë të lartë - rezistenca e brendshme është shumë e lartë dhe në frekuenca të larta këta kondensatorë do të nxehen. Duke përdorur dy pjesë, rezistenca e brendshme zvogëlohet, dhe ngrohja që rezulton ndahet midis dy kondensatorëve.
Kur përdoren si tranzistorë fuqie IRF740, IRF840, STP10NK60 dhe të ngjashme (për më shumë informacion rreth transistorëve që përdoren më shpesh në konvertuesit e rrjetit, shihni tabelën në fund të faqes), diodat VD4 dhe VD5 mund të braktisen fare dhe vlerat i rezistorëve R24 dhe R25 mund të reduktohet në 22 Ohm - fuqia Drejtuesi IR2110 është mjaft i mjaftueshëm për të kontrolluar këta transistorë. Nëse është duke u montuar një furnizim më i fuqishëm i energjisë komutuese, atëherë do të kërkohen transistorë më të fuqishëm. Vëmendje duhet t'i kushtohet si rrymës maksimale të tranzistorit ashtu edhe fuqisë së tij të shpërndarjes - furnizimet me energji të stabilizuar me ndërprerje janë shumë të ndjeshme ndaj instalimit të saktë të snubber-it dhe pa të, tranzistorët e fuqisë nxehen më shumë sepse fillojnë rrymat e formuara për shkak të vetë-induksionit. të rrjedhë nëpër diodat e instaluara në transistorë. Lexoni më shumë rreth zgjedhjes së një snubber.
Gjithashtu, koha e mbylljes që rritet pa snubber jep një kontribut të rëndësishëm në ngrohje - transistori qëndron në modalitetin linear më gjatë.
Shumë shpesh ata harrojnë një veçori tjetër të transistorëve me efekt në terren - me rritjen e temperaturës, rryma e tyre maksimale zvogëlohet dhe mjaft fuqishëm. Bazuar në këtë, kur zgjidhni transistorët e energjisë për ndërrimin e furnizimit me energji elektrike, duhet të keni të paktën një rezervë maksimale të rrymës dyfish për furnizimin me energji elektrike të amplifikatorit dhe një rezervë të trefishtë për pajisjet që funksionojnë me një ngarkesë të madhe, të pandryshueshme, për shembull, një shkrirës me induksion ose ndriçim dekorativ, që fuqizon veglat elektrike me tension të ulët.
Tensioni i daljes stabilizohet duke përdorur mbytjen e stabilizimit të grupit L1 (GLS). Ju duhet t'i kushtoni vëmendje drejtimit të mbështjelljes së këtij induktori. Numri i rrotullimeve duhet të jetë proporcional me tensionet e daljes. Sigurisht, ka formula për llogaritjen e kësaj njësie dredha-dredha, por përvoja ka treguar se fuqia e përgjithshme e bërthamës për një DGS duhet të jetë 20-25% e fuqisë së përgjithshme të transformatorit të fuqisë. Mund të mbështilleni derisa dritarja të mbushet me rreth 2/3, duke mos harruar se nëse tensionet e daljes janë të ndryshme, atëherë dredha-dredha me një tension më të lartë duhet të jetë proporcionalisht më e madhe, për shembull, ju nevojiten dy tensione bipolare, një në ±35 V. , dhe e dyta për të fuqizuar subwooferin me tension ±50 V.
E mbështjellim DGS-në në katër tela njëherësh derisa të mbushen 2/3 e dritares, duke numëruar kthesat. Diametri llogaritet në bazë të intensitetit të rrymës 3-4 A/mm2. Le të themi se kemi marrë 22 kthesa, le të bëjmë proporcionin:
22 kthesa / 35 V = X rrotullime / 50 V.
X kthesa = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 kthesa
Më pas, do të pres dy tela për ±35 V dhe do të mbyll 9 kthesa të tjera për një tension prej ±50.
KUJDES! Mos harroni se cilësia e stabilizimit varet drejtpërdrejt nga sa shpejt ndryshon voltazhi me të cilin është lidhur dioda optoçiftuese. Për të përmirësuar koeficientin e stabilizimit, ka kuptim të lidhni një ngarkesë shtesë në çdo tension në formën e rezistorëve 2 W me një rezistencë prej 3.3 kOhm. Rezistenca e ngarkesës e lidhur me tensionin e kontrolluar nga optoçiftuesi duhet të jetë 1.7...2.2 herë më pak.

Të dhënat e qarkut për furnizimin me energji të ndërrimit të rrjetit në unazat e ferritit me një përshkueshmëri prej 2000 Nm janë përmbledhur në Tabelën 1.

TË DHËNAT E TË DHËNAVE PËR TË DHËNAT PËR TRANSFORMATORËT E PULSIVE LLOGARITUR NGA METODA E ENORASYAN Siç kanë treguar eksperimente të shumta, numri i kthesave mund të reduktohet në mënyrë të sigurt me 10-15% pa frikë se bërthama hyn në ngopje.

Zbatimi Madhësia standarde Frekuenca e konvertimit, kHz

1 unazë K40x25x11 Gab. pushtet Vitkov në fillore

2 unaza K40x25x11 Gab. pushtet Vitkov në fillore

1 unazë K45x28x8 Gab. pushtet Vitkov në fillore

2 unaza K45x28x8 Gab. pushtet Vitkov në fillore

3 unaza K45x28x81 Gab. pushtet Vitkov në fillore

4 unaza K45x28x8 Gab. pushtet Vitkov në fillore

5 unaza K45x28x8 Gab. pushtet Vitkov në fillore

6 unaza K45x28x8 Gab. pushtet Vitkov në fillore

7 unaza K45x28x8 Gab. pushtet Vitkov në fillore

8 unaza K45x28x8 Gab. pushtet Vitkov në fillore

9 unaza K45x28x8 Gab. pushtet Vitkov në fillore

10 unaza K45x28x81 Gab. pushtet Vitkov në fillore

Sidoqoftë, nuk është gjithmonë e mundur të njihet marka e ferritit, veçanërisht nëse është ferrit nga transformatorët horizontalë të televizorëve. Mund të dilni nga situata duke zbuluar në mënyrë eksperimentale numrin e kthesave. Më shumë detaje rreth kësaj në video:

Duke përdorur qarkun e mësipërm të një furnizimi me energji komutuese, u zhvilluan dhe u testuan disa nënmodifikime, të dizajnuara për të zgjidhur një problem të veçantë në fuqi të ndryshme. Vizatimet e bordit të qarkut të printuar për këto furnizime me energji janë paraqitur më poshtë.
Pllakë qarku i printuar për një furnizim me energji të stabilizuar komutues me fuqi deri në 1200...1500 W. Madhësia e tabelës 269x130 mm. Në fakt, ky është një version më i avancuar i tabelës së mëparshme të qarkut të printuar. Dallohet nga prania e një mbytjeje stabilizimi grupi, i cili ju lejon të kontrolloni madhësinë e të gjitha tensioneve të energjisë, si dhe një filtër shtesë LC. Ka kontroll të ventilatorit dhe mbrojtje nga mbingarkesa. Tensionet e daljes përbëhen nga dy burime bipolare të energjisë dhe një burim bipolar me rrymë të ulët, të krijuar për të fuqizuar fazat paraprake.

Pamje e jashtme e tabelës së qarkut të printuar për një furnizim me energji elektrike deri në 1500 W. SHKARKONI NE FORMAT LAY

Një furnizim i stabilizuar i rrjetit komutues me fuqi deri në 1500...1800 W mund të bëhet në një tabelë qark të printuar me përmasa 272x100 mm. Furnizimi me energji elektrike është krijuar për një transformator të energjisë të bërë në unaza K45 dhe i vendosur horizontalisht. Ka dy burime energjie bipolare, të cilat mund të kombinohen në një burim për të fuqizuar një amplifikator me furnizim me energji elektrike me dy nivele dhe një burim bipolar me rrymë të ulët për fazat paraprake.

Pllaka e qarkut të printuar të një furnizimi me energji komutuese deri në 1800 W. SHKARKONI NE FORMAT LAY

Ky furnizim me energji mund të përdoret për të fuqizuar pajisjet e automobilave me fuqi të lartë, të tilla si amplifikatorët e fuqishëm të makinave dhe kondicionerët e makinave. Përmasat e pllakës 188x123. Diodat ndreqëse Schottky të përdorura paralelizohen nga kërcyesit dhe rryma e daljes mund të arrijë 120 A me një tension prej 14 V. Përveç kësaj, furnizimi me energji mund të prodhojë tension bipolar me një kapacitet ngarkese deri në 1 A (stabilizuesit e integruar të tensionit të instaluar nuk janë më lejojnë). Transformatori i fuqisë është bërë në unazat K45, mbytja e tensionit të fuqisë filtruese është bërë në dy unaza K40x25x11. Mbrojtje e integruar nga mbingarkesa.

Pamje e jashtme e tabelës së qarkut të printuar të furnizimit me energji elektrike për pajisjet e automobilave SHKARKONI NE FORMAT LAY

Furnizimi me energji deri në 2000 W bëhet në dy pllaka me përmasa 275x99, të vendosura njëra mbi tjetrën. Tensioni kontrollohet nga një tension. Ka mbrojtje nga mbingarkesa. Skedari përmban disa opsione për "katin e dytë" për dy tensione bipolare, për dy tensione unipolare, për tensionet e kërkuara për tensionet me dy dhe tre nivele. Transformatori i fuqisë është i vendosur horizontalisht dhe është bërë në unaza K45.

Pamje e jashtme e një furnizimi me energji elektrike "dykatëshe" SHKARKONI NE FORMAT LAY

Një furnizim me energji elektrike me dy tensione bipolare ose një për një përforcues me dy nivele bëhet në një tabelë me përmasa 277x154. Ka një mbytje të stabilizimit të grupit dhe mbrojtje nga mbingarkesa. Transformatori i fuqisë është në unazat K45 dhe ndodhet horizontalisht. Fuqia deri në 2000 W.

Pamje e jashtme e tabelës së qarkut të printuar SHKARKONI NE FORMAT LAY

Pothuajse i njëjti furnizim me energji elektrike si më sipër, por ka një tension dalës bipolar.

Pamje e jashtme e tabelës së qarkut të printuar SHKARKONI NE FORMAT LAY

Furnizimi me energji komutuese ka dy tensione të stabilizuara bipolare dhe një rrymë të ulët bipolare. E pajisur me kontrollin e ventilatorit dhe mbrojtje nga mbingarkesa. Ka një mbytës stabilizues grupor dhe filtra shtesë LC. Fuqia deri në 2000...2400 W. Pllaka ka përmasa 278x146 mm

Pamje e jashtme e tabelës së qarkut të printuar SHKARKONI NE FORMAT LAY

Pllaka e qarkut të printuar të një furnizimi me energji komutuese për një amplifikator të energjisë me furnizim me energji me dy nivele, me përmasa 284x184 mm, ka një mbytje stabilizimi grupi dhe filtra shtesë LC, mbrojtje nga mbingarkesa dhe kontroll i ventilatorit. Një tipar dallues është përdorimi i transistorëve diskretë për të shpejtuar fikjen e tranzistorëve të fuqisë. Fuqia deri në 2500...2800 W.

me furnizim me energji elektrike me dy nivele SHKARKONI NE FORMAT LAY

Një version pak i modifikuar i PCB-së së mëparshme me dy tensione bipolare. Madhësia 285x172. Fuqia deri në 3000 W.

Pamje e jashtme e tabelës së qarkut të printuar të furnizimit me energji elektrike për amplifikatorin SHKARKO NE FORMAT LAY

Furnizimi me energji komutuese me urë me fuqi deri në 4000...4500 W është bërë në një tabelë të qarkut të printuar me përmasa 269x198 mm Ka dy tensione bipolare të energjisë, kontrollin e ventilatorit dhe mbrojtje nga mbingarkesa. Përdor mbytjen e stabilizimit të grupit. Këshillohet që të përdorni filtra shtesë të furnizimit me energji në distancë.

Pamje e jashtme e tabelës së qarkut të printuar të furnizimit me energji elektrike për amplifikatorin SHKARKO NE FORMAT LAY

Ka shumë më tepër hapësirë ​​për ferritet në dërrasa sesa mund të ketë. Fakti është se nuk është gjithmonë e nevojshme të shkosh përtej diapazonit të zërit. Prandaj, zona shtesë sigurohen në dërrasa. Për çdo rast, një përzgjedhje e vogël e të dhënave referuese për transistorët e fuqisë dhe lidhjet ku do t'i blija. Nga rruga, unë kam porositur si TL494 ashtu edhe IR2110 më shumë se një herë, dhe natyrisht tranzistorë fuqie. Është e vërtetë që nuk kam marrë të gjithë asortimentin, por deri tani nuk kam hasur në asnjë defekt.

TRANZISTORËT POPULLOR PËR FURNIZIM TË PULSEVE TË ENERGJISË
EMRI	TENSIONI			PUSHTETI	KAPACITETI QPENALE	Qg (Prodhuesi)

Mikroqarku në fjalë i përket listës së qarqeve elektronike të integruara më të zakonshme dhe më të përdorura. Paraardhësi i tij ishte seria UC38xx e kontrollorëve PWM nga Unitrode. Në vitin 1999, kjo kompani u ble nga Texas Instruments, dhe që atëherë filloi zhvillimi i linjës së këtyre kontrollorëve, duke çuar në krijimin në fillim të viteve 2000. Mikroqarqe të serisë TL494. Përveç UPS-ve të përmendura tashmë më lart, ato mund të gjenden në rregullatorët e tensionit DC, disqet e kontrolluar, startuesit e butë - me një fjalë, kudo ku përdoret kontrolli PWM.

Ndër kompanitë që klonuan këtë çip janë marka të tilla me famë botërore si Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. Të gjithë ata ofrojnë një përshkrim të detajuar të produkteve të tyre, të ashtuquajturat fletë të dhënash TL494CN.

Dokumentacioni

Një analizë e përshkrimeve të llojit të mikroqarkullimit në fjalë nga prodhues të ndryshëm tregon identitetin praktik të karakteristikave të tij. Sasia e informacionit të ofruar nga kompani të ndryshme është pothuajse e njëjtë. Për më tepër, fleta e të dhënave TL494CN nga marka të tilla si Motorola, Inc dhe ON Semiconductor replikojnë njëra-tjetrën në strukturën, figurat, tabelat dhe grafikët e tyre. Prezantimi i materialit nga Texas Instruments është disi i ndryshëm prej tyre, por me një studim të kujdesshëm bëhet e qartë se ata i referohen një produkti identik.

Qëllimi i çipit TL494CN

Tradicionalisht, ne do të fillojmë përshkrimin tonë me qëllimin dhe listën e pajisjeve të brendshme. Është një kontrollues PWM me frekuencë fikse i destinuar kryesisht për aplikacionet UPS, që përmban pajisjet e mëposhtme:

• gjenerator i tensionit me sharrë (RPG);
• përforcues gabimesh;
• burimi i tensionit referues +5 V;
• qark rregullimi i "kohës së vdekur";
• rryma e daljes deri në 500 mA;
• Skema për zgjedhjen e mënyrës së funksionimit me një goditje ose me dy goditje.

Kufizoni parametrat

Ashtu si çdo mikroqark tjetër, përshkrimi TL494CN duhet të përmbajë domosdoshmërisht një listë të karakteristikave maksimale të lejueshme të performancës. Le t'i japim ato bazuar në të dhënat nga Motorola, Inc:

1. Tensioni i furnizimit: 42 V.
2. Tensioni i kolektorit të tranzistorit të daljes: 42 V.
3. Rryma e kolektorit të transistorit në dalje: 500 mA.
4. Gama e tensionit të hyrjes së amplifikatorit: - 0,3 V deri +42 V.
5. Shpërndarja e energjisë (në t< 45 °C): 1000 мВт.
6. Gama e temperaturës së ruajtjes: nga -55 në +125 °C.
7. Gama e temperaturës së ambientit të funksionimit: nga 0 në +70 °C.

Duhet të theksohet se parametri 7 për çipin TL494IN është disi më i gjerë: nga -25 në +85 °C.

Dizajni i çipit TL494CN

Një përshkrim në Rusisht i përfundimeve të strehimit të tij është paraqitur në figurën më poshtë.

Mikroqarku vendoset në një kasë plastike (kjo tregohet me shkronjën N në fund të përcaktimit të saj) kuti me 16 kunja me kunja të tipit PDP.

Pamja e saj tregohet në foton më poshtë.

TL494CN: diagrami funksional

Pra, detyra e këtij mikroqarku është modulimi i gjerësisë së pulsit (PWM, ose i moduluar me gjerësinë e pulsit (PWM)) i pulseve të tensionit të krijuar brenda UPS-ve të rregulluara dhe të parregulluara. Në furnizimet me energji të llojit të parë, diapazoni i kohëzgjatjeve të pulsit, si rregull, arrin vlerën maksimale të mundshme (~ 48% për çdo dalje në qarqet push-tërheqëse, të përdorura gjerësisht për fuqizimin e amplifikatorëve audio të makinave).

Çipi TL494CN ka gjithsej 6 kunja dalëse, 4 prej tyre (1, 2, 15, 16) janë hyrje në amplifikatorët e gabimeve të brendshme që përdoren për të mbrojtur UPS-në nga mbingarkesat aktuale dhe të mundshme. Pini #4 është një hyrje sinjali 0 deri në 3V për të rregulluar ciklin e punës së daljes së valës katrore, dhe #3 është një dalje krahasuese dhe mund të përdoret në disa mënyra. 4 të tjerë (numrat 8, 9, 10, 11) janë kolektorë dhe emetues të lirë të transistorëve me një rrymë ngarkese maksimale të lejueshme prej 250 mA (në modalitetin afatgjatë jo më shumë se 200 mA). Ato mund të lidhen në çifte (9 me 10 dhe 8 me 11) për të kontrolluar ato të fuqishme në terren me një rrymë maksimale të lejueshme prej 500 mA (jo më shumë se 400 mA në modalitetin e vazhdueshëm).

Cila është struktura e brendshme e TL494CN? Diagrami i tij është paraqitur në figurën më poshtë.

Mikroqarku ka një burim të integruar të tensionit referues (RES) +5 V (Nr. 14). Zakonisht përdoret si një tension referencë (me një saktësi prej ± 1%), i furnizuar në hyrjet e qarqeve që konsumojnë jo më shumë se 10 mA, për shembull, në pinin 13 për zgjedhjen e mënyrave të funksionimit me një ose dy cikle të mikroqark: nëse +5 V është i pranishëm në të, zgjidhet mënyra e dytë, nëse ka një tension minus furnizimi në të - i pari.

Për të rregulluar frekuencën e gjeneratorit të tensionit të rampës (RVG), përdoren një kondensator dhe një rezistencë, të lidhur përkatësisht me kunjat 5 dhe 6. Dhe, natyrisht, mikroqarku ka kunja për lidhjen plus dhe minus të furnizimit me energji elektrike (numrat 12 dhe 7, përkatësisht) në rangun nga 7 në 42 V.

Diagrami tregon se ka një numër pajisjesh të tjera të brendshme në TL494CN. Një përshkrim në Rusisht i qëllimit të tyre funksional do të jepet më poshtë ndërsa materiali është paraqitur.

Funksionet e pinit të hyrjes

Si çdo pajisje tjetër elektronike. mikroqarku në fjalë ka hyrjet dhe daljet e veta. Do të fillojmë me të parët. Një listë e këtyre kunjave TL494CN është dhënë tashmë më lart. Një përshkrim në Rusisht i qëllimit të tyre funksional do të jepet më poshtë me shpjegime të hollësishme.

Konkluzioni 1

Ky është hyrja pozitive (jo invertuese) e amplifikatorit të gabimit 1. Nëse voltazhi i tij është më i ulët se voltazhi në pinin 2, dalja e amplifikatorit të gabimit 1 do të jetë e ulët. Nëse është më i lartë se në pin 2, sinjali i amplifikuesit të gabimit 1 do të bëhet i lartë. Dalja e amplifikatorit në thelb ndjek hyrjen pozitive duke përdorur pinin 2 si referencë. Funksionet e amplifikatorëve të gabimeve do të përshkruhen më në detaje më poshtë.

Konkluzioni 2

Kjo është hyrja negative (përmbysëse) e amplifikatorit të gabimit 1. Nëse ky pin është më i lartë se pini 1, dalja e amplifikatorit të gabimit 1 do të jetë e ulët. Nëse voltazhi në këtë kunj është më i ulët se voltazhi në pinin 1, dalja e amplifikatorit do të jetë e lartë.

Përfundimi 15

Ai funksionon saktësisht njësoj si #2. Shpesh përforcuesi i dytë i gabimit nuk përdoret në TL494CN. Qarku i lidhjes në këtë rast përmban pin 15 të lidhur thjesht me 14 (tensioni referencë +5 V).

Përfundimi 16

Funksionon në të njëjtën mënyrë si nr. 1. Zakonisht lidhet me numrin e përbashkët nr. 7 kur amplifikuesi i dytë i gabimit nuk përdoret. Me pinin 15 të lidhur në +5V dhe pinin 16 të lidhur me të përbashkët, dalja e amplifikatorit të dytë është e ulët dhe për këtë arsye nuk ka asnjë efekt në funksionimin e çipit.

Përfundimi 3

Ky kunj dhe çdo përforcues i brendshëm TL494CN janë të lidhur së bashku nëpërmjet diodave. Nëse sinjali në daljen e ndonjërit prej tyre ndryshon nga niveli i ulët në të lartë, atëherë në numrin 3 ai gjithashtu shkon lart. Kur sinjali në këtë pin tejkalon 3.3 V, impulset e daljes fiken (cikli i punës zero). Kur voltazhi në të është afër 0 V, kohëzgjatja e pulsit është maksimale. Midis 0 dhe 3,3 V, gjerësia e pulsit është nga 50% në 0% (për secilën nga daljet e kontrolluesit PWM - në kunjat 9 dhe 10 në shumicën e pajisjeve).

Nëse është e nevojshme, pin 3 mund të përdoret si një sinjal hyrës ose mund të përdoret për të siguruar amortizimin për shkallën e ndryshimit të gjerësisë së pulsit. Nëse voltazhi në të është i lartë (> ~ 3,5 V), nuk ka asnjë mënyrë për të nisur UPS-në në kontrolluesin PWM (nuk do të ketë impulse prej tij).

Përfundimi 4

Ai kontrollon gamën e ciklit të punës së impulseve të daljes (English Dead-Time Control). Nëse voltazhi në të është afër 0 V, mikroqarku do të jetë në gjendje të nxjerrë si gjerësinë minimale të mundshme ashtu edhe atë maksimale të impulsit (që përcaktohet nga sinjalet e tjera hyrëse). Nëse një tension prej rreth 1,5 V aplikohet në këtë kunj, gjerësia e pulsit të daljes do të kufizohet në 50% të gjerësisë së tij maksimale (ose ~ 25% cikli i punës për një modalitet kontrolluesi PWM push-tërheqje). Nëse voltazhi është i lartë (>~3.5V), nuk ka asnjë mënyrë për të nisur UPS-në në TL494CN. Qarku i lidhjes së tij shpesh përmban numrin 4, të lidhur direkt me tokën.

• E rëndësishme për t'u mbajtur mend! Sinjali në kunjat 3 dhe 4 duhet të jetë nën ~3,3 V. Por çfarë ndodh nëse është afër, për shembull, +5 V? Si do të sillet atëherë TL494CN? Qarku i konvertuesit të tensionit në të nuk do të gjenerojë impulse, d.m.th. nuk do të ketë tension në dalje nga UPS-ja.

Përfundimi 5

Shërben për lidhjen e kondensatorit të kohës Ct, me kontaktin e dytë të lidhur me tokën. Vlerat e kapacitetit janë zakonisht midis 0,01 µF dhe 0,1 µF. Ndryshimet në vlerën e këtij komponenti çojnë në ndryshime në frekuencën e GPG dhe pulseve të daljes së kontrolluesit PWM. Në mënyrë tipike, përdoren kondensatorë me cilësi të lartë me një koeficient të temperaturës shumë të ulët (me shumë pak ndryshim në kapacitetin me temperaturën).

Përfundimi 6

Për të lidhur rezistencën e vendosjes së makinës Rt, me kontaktin e dytë të lidhur me tokën. Vlerat e Rt dhe Ct përcaktojnë frekuencën e FPG.

• f = 1.1: (Rt x Ct).

Përfundimi 7

Ai lidhet me telin e përbashkët të qarkut të pajisjes në kontrolluesin PWM.

Përfundimi 12

Është shënuar me shkronjat VCC. Është i lidhur me "plus" të furnizimit me energji TL494CN. Qarku i lidhjes së tij zakonisht përmban numrin 12, të lidhur me çelësin e furnizimit me energji elektrike. Shumë UPS përdorin këtë kunj për të ndezur dhe fikur rrymën (dhe vetë UPS-në). Nëse ka +12 V në të dhe numri 7 është i tokëzuar, mikroqarqet GPG dhe ION do të funksionojnë.

Përfundimi 13

Ky është hyrja e modalitetit të funksionimit. Funksionimi i tij është përshkruar më sipër.

Funksionet e pinit të daljes

Ato u renditën gjithashtu më lart për TL494CN. Një përshkrim në Rusisht i qëllimit të tyre funksional do të jepet më poshtë me shpjegime të hollësishme.

Përfundimi 8

Ky çip ka 2 transistorë NPN, të cilët janë çelësat e tij të daljes. Ky kunj është kolektori i tranzistorit 1, i lidhur zakonisht me një burim tensioni konstant (12 V). Sidoqoftë, në qarqet e disa pajisjeve përdoret si dalje, dhe mbi të mund të shihni një valë katrore (si në nr. 11).

Përfundimi 9

Ky është emetuesi i tranzistorit 1. Ai drejton transistorin e fuqisë UPS (FET në shumicën e rasteve) në një qark shtytës-tërheqës, qoftë drejtpërdrejt ose nëpërmjet një tranzistori të ndërmjetëm.

Përfundimi 10

Ky është emetuesi i transistorit 2. Në modalitetin me një cikël, sinjali në të është i njëjtë si në nr. 9. Në modalitetin push-tërheqës, sinjalet në nr. 9 dhe 10 janë antifazë, d.m.th., kur niveli i sinjalit është e lartë në njërën, pastaj është e ulët në tjetrën, dhe anasjelltas. Në shumicën e pajisjeve, sinjalet nga emetuesit e çelsave të tranzitorit dalës të mikroqarkut në fjalë kontrollojnë transistorë të fuqishëm me efekt në terren, të cilët ndizen kur voltazhi në kunjat 9 dhe 10 është i lartë (mbi ~ 3,5 V, por jo në në çdo mënyrë lidhen me nivelin 3.3 V në nr. 3 dhe 4).

Përfundimi 11

Ky është kolektori i tranzistorit 2, i lidhur zakonisht me një burim tensioni konstant (+12 V).

• shënim: Në pajisjet e bazuara në TL494CN, qarku i lidhjes së tij mund të përmbajë kolektorë dhe emetues të transistorëve 1 dhe 2 si dalje të kontrolluesit PWM, megjithëse opsioni i dytë është më i zakonshëm. Megjithatë, ka opsione kur saktësisht pinet 8 dhe 11 janë dalje. Nëse gjeni një transformator të vogël në qarkun midis mikroqarkut dhe transistorëve me efekt në terren, sinjali i daljes ka shumë të ngjarë të merret prej tyre (nga kolektorët).

Përfundimi 14

Ky është prodhimi ION, i përshkruar gjithashtu më sipër.

Parimi i funksionimit

Si funksionon çipi TL494CN? Ne do të japim një përshkrim se si funksionon bazuar në materialet nga Motorola, Inc. Dalja e modulimit të gjerësisë së pulsit arrihet duke krahasuar sinjalin pozitiv të rampës nga kondensatori Ct me cilindo nga dy sinjalet e kontrollit. Qarqet logjike NOR kontrollojnë transistorët e daljes Q1 dhe Q2, duke i hapur ato vetëm kur sinjali në hyrjen e orës (C1) të flip-flopit (shih diagramin funksional TL494CN) zvogëlohet.

Kështu, nëse hyrja C1 e këmbëzës është në një nivel logjik, atëherë transistorët e daljes mbyllen në të dy mënyrat e funksionimit: me një cikël dhe me shtytje. Nëse ka një sinjal në këtë hyrje, atëherë në modalitetin shtytje-tërheqje çelsat e tranzistorit hapen një nga një kur ndërprerja e pulsit të orës arrin në këmbëzën. Në modalitetin me një fund, një flip-flop nuk përdoret dhe të dy çelësat e daljes hapen në mënyrë sinkronike.

Kjo gjendje e hapur (në të dy mënyrat) është e mundur vetëm në atë pjesë të periudhës GPG kur voltazhi i dhëmbit të sharrës është më i madh se sinjalet e kontrollit. Kështu, një rritje ose ulje në vlerën e sinjalit të kontrollit shkakton një rritje ose ulje lineare përkatëse në gjerësinë e pulseve të tensionit në daljet e mikroqarkullimit.

Tensioni nga pin 4 (kontrolli i kohës së vdekur), hyrjet e amplifikatorëve të gabimit ose hyrja e sinjalit të reagimit nga pin 3 mund të përdoren si sinjale kontrolli.

Hapat e parë në punën me një mikroqark

Përpara se të bëni ndonjë pajisje të dobishme, rekomandohet të mësoni se si funksionon TL494CN. Si të kontrolloni funksionalitetin e tij?

Merrni tabelën tuaj të bukës, instaloni çipin mbi të dhe lidhni telat sipas diagramit më poshtë.

Nëse gjithçka është e lidhur siç duhet, qarku do të funksionojë. Lërini kunjat 3 dhe 4 jo të lira. Përdorni oshiloskopin tuaj për të kontrolluar funksionimin e GPG - duhet të shihni një tension të dhëmbit sharrë në pinin 6. Rezultatet do të jenë zero. Si të përcaktoni performancën e tyre në TL494CN. Mund të kontrollohet si më poshtë:

1. Lidhni daljen e reagimit (nr. 3) dhe daljen e kontrollit të kohës së vdekur (Nr. 4) me terminalin e përbashkët (nr. 7).
2. Tani duhet të zbuloni impulse drejtkëndëshe në daljet e mikroqarkut.

Si të amplifikoni sinjalin e daljes?

Dalja e TL494CN është rrymë mjaft e ulët, dhe sigurisht ju dëshironi më shumë energji. Pra, duhet të shtojmë disa transistorë fuqie. Më të lehtat për t'u përdorur (dhe shumë të lehta për t'u marrë - nga një pllakë amë e vjetër kompjuteri) janë MOSFET me fuqi n-kanalesh. Në të njëjtën kohë, ne duhet të përmbysim daljen e TL494CN, sepse nëse lidhim një MOSFET me kanal n me të, atëherë në mungesë të një impulsi në daljen e mikroqarkut, ai do të jetë i hapur ndaj rrjedhës së rrymës direkte. . Thjesht mund të digjet... Kështu, ne nxjerrim një transistor universal NPN dhe e lidhim atë sipas diagramit më poshtë.

Fuqia MOSFET në këtë qark kontrollohet në modalitetin pasiv. Nuk është shumë i mirë, por për qëllime testimi dhe fuqie të ulët është mirë. R1 në qark është ngarkesa e transistorit NPN. Zgjidhni atë sipas rrymës maksimale të lejueshme të kolektorit. R2 përfaqëson ngarkesën e fazës sonë të fuqisë. Në eksperimentet e mëposhtme do të zëvendësohet nga një transformator.

Nëse tani shikojmë sinjalin në pinin 6 të mikroqarkut me një oshiloskop, do të shohim një "sharrë". Në numrin 8 (K1) mund të shihni akoma impulse drejtkëndëshe, dhe në kullimin e transistorit MOS ka impulse të së njëjtës formë, por me një madhësi më të madhe.

Si të rritet tensioni i daljes?

Tani le të marrim një tension më të lartë duke përdorur TL494CN. Diagrami i ndërrimit dhe instalimeve elektrike është i njëjtë - në tabelën e bukës. Sigurisht, është e pamundur të merret një tension mjaft i lartë në të, veçanërisht pasi nuk ka ngrohje në tranzistorët e fuqisë MOS. E megjithatë, lidhni një transformator të vogël në fazën e daljes, sipas këtij diagrami.

Dredha-dredha kryesore e transformatorit përmban 10 kthesa. Dredha-dredha dytësore përmban rreth 100 kthesa. Pra, raporti i transformimit është 10. Nëse aplikoni 10 V në primar, duhet të merrni rreth 100 V dalje. Bërthama është prej ferriti. Ju mund të përdorni një bërthamë të mesme nga një transformator i furnizimit me energji të kompjuterit.

Kini kujdes, dalja e transformatorit është nën tension të lartë. Rryma është shumë e ulët dhe nuk do t'ju vrasë. Por ju mund të merrni një goditje të mirë. Një rrezik tjetër është se nëse instaloni një kondensator të madh në dalje, ai do të grumbullojë një ngarkesë të madhe. Prandaj, pas fikjes së qarkut, ai duhet të shkarkohet.

Në daljen e qarkut, mund të ndizni çdo tregues si një llambë, si në foton më poshtë.

Ai punon me tension DC dhe ka nevojë për rreth 160 V për t'u ndezur. (Furnizimi me energji elektrike për të gjithë pajisjen është rreth 15 V - një rend i madhësisë më i ulët.)

Qarku me një dalje të transformatorit përdoret gjerësisht në çdo UPS, duke përfshirë furnizimin me energji PC. Në këto pajisje, transformatori i parë, i lidhur nëpërmjet çelësave të tranzistorit në daljet e kontrolluesit PWM, shërben për të ndarë pjesën e tensionit të ulët të qarkut, duke përfshirë TL494CN, nga pjesa e tij e tensionit të lartë, që përmban transformatorin e tensionit të rrjetit.

Rregullator tensioni

Si rregull, në pajisjet e vogla elektronike të bëra në shtëpi, energjia sigurohet nga një UPS standard i PC i bërë në TL494CN. Diagrami i lidhjes për furnizimin me energji të PC është i njohur dhe vetë njësitë janë lehtësisht të arritshme, pasi miliona PC të vjetër asgjësohen çdo vit ose shiten për pjesë këmbimi. Por si rregull, këto UPS prodhojnë tension jo më të lartë se 12 V. Kjo është shumë e ulët për një makinë me frekuencë të ndryshueshme. Sigurisht, mund të provoni të përdorni një UPS PC me tension më të lartë për 25 V, por do të ishte e vështirë për t'u gjetur dhe shumë energji do të shpërndahej në 5 V në portat logjike.

Sidoqoftë, në TL494 (ose analoge) mund të ndërtoni çdo qark me dalje me fuqi dhe tension të rritur. Duke përdorur pjesë tipike nga një UPS PC dhe MOSFET të fuqizuar nga pllaka amë, mund të ndërtoni një rregullator të tensionit PWM duke përdorur TL494CN. Qarku i konvertuesit është paraqitur në figurën më poshtë.

Në të mund të shihni diagramin e qarkut të mikrocirkut dhe fazën e daljes duke përdorur dy transistorë: një npn- universal dhe një MOS të fuqishëm.

Pjesët kryesore: T1, Q1, L1, D1. Bipolar T1 përdoret për të kontrolluar një MOSFET fuqie të lidhur në një mënyrë të thjeshtuar, të ashtuquajturat. "pasive". L1 është një mbytje induktive nga një printer i vjetër HP (rreth 50 rrotullime, 1 cm i lartë, 0,5 cm i gjerë me mbështjellje, mbytje e hapur). D1 është nga një pajisje tjetër. TL494 është i lidhur në një mënyrë alternative me sa më sipër, megjithëse mund të përdoret secila metodë.

C8 është një kondensator i vogël për të parandaluar ndikimin e zhurmës që hyn në hyrjen e amplifikatorit të gabimit, një vlerë prej 0.01uF do të jetë pak a shumë normale. Vlerat më të mëdha do të ngadalësojnë vendosjen e tensionit të kërkuar.

C6 është një kondensator edhe më i vogël, përdoret për të filtruar ndërhyrjet me frekuencë të lartë. Kapaciteti i tij është deri në disa qindra pikofarad.

Nikolai Petrushov

TL494, çfarë lloj "bishë" është kjo?

TL494 (Texas Instruments) është ndoshta kontrolluesi më i zakonshëm PWM, mbi bazën e të cilit u krijuan pjesa më e madhe e furnizimit me energji kompjuterike dhe pjesëve të energjisë të pajisjeve të ndryshme shtëpiake.
Dhe edhe tani ky mikrocircuit është mjaft i popullarizuar në mesin e amatorëve të radios që po ndërtojnë furnizime me energji elektrike. Analogu i brendshëm i këtij mikroqarku është M1114EU4 (KR1114EU4). Përveç kësaj, kompani të ndryshme të huaja prodhojnë këtë mikrocircuit me emra të ndryshëm. Për shembull IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Është i njëjti çip.
Mosha e tij është shumë më e re se TL431. Filloi të prodhohej nga Texas Instruments diku nga fundi i viteve '90 - fillimi i viteve 2000.
Le të përpiqemi të kuptojmë së bashku se çfarë është ajo dhe çfarë lloj "bishë" është kjo? Ne do të shqyrtojmë çipin TL494 (Texas Instruments).

Pra, së pari, le të shohim se çfarë ka brenda.

Kompleksi.

Ai përmban:
- gjenerator i tensionit me dhëmbë sharrë (SPG);
- krahasues i rregullimit të kohës së vdekur (DA1);
- Krahasuesi i rregullimit PWM (DA2);
- amplifikuesi i gabimit 1 (DA3), i përdorur kryesisht për tension;
- përforcuesi i gabimit 2 (DA4), i përdorur kryesisht për sinjalin e kufirit aktual;
- burim i qëndrueshëm i tensionit referencë (VS) në 5V me pin të jashtëm 14;
- qark kontrolli për funksionimin e fazës së daljes.

Pastaj, sigurisht, ne do të shikojmë të gjithë përbërësit e tij dhe do të përpiqemi të kuptojmë pse e gjithë kjo është e nevojshme dhe si funksionon e gjithë kjo, por së pari do të duhet të japim parametrat e saj të funksionimit (karakteristikat).

Opsione	Min.	Maks.	Njësia Ndryshimi
V CC Tensioni i furnizimit	7	40	NË
V I Tensioni hyrës i amplifikatorit	-0,3	V CC - 2	NË
V O Tensioni i kolektorit		40	NË
Rryma e kolektorit (çdo transistor)		200	mA
Rryma e reagimit		0,3	mA
f Frekuenca e oshilatorit OSC	1	300	kHz
C T Kapaciteti i gjeneratorit	0,47	10000	nF
R T Rezistenca e rezistencës së gjeneratorit	1,8	500	kOhm
T A Temperatura e funksionimit TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Karakteristikat e tij kufizuese janë si më poshtë;

Tensioni i furnizimit................................................ .....41V

Tensioni i hyrjes së amplifikatorit.................................(Vcc+0.3)V

Tensioni i daljes së kolektorit................................41V

Rryma e daljes së kolektorit...................................................... ....250 mA

Shpërndarja totale e fuqisë në modalitetin e vazhdueshëm....1W

Vendndodhja dhe qëllimi i kunjave të mikroqarkullimit.

Konkluzioni 1

Ky është hyrja jo-invertuese (pozitive) e amplifikatorit të gabimit 1.
Nëse tensioni i hyrjes në të është më i ulët se voltazhi në pinin 2, atëherë nuk do të ketë asnjë gabim në daljen e këtij amplifikatori, nuk do të ketë tension (dalja do të ketë një nivel të ulët) dhe nuk do të ketë asnjë efekt në gjerësia (faktori i detyrës) i impulseve të daljes.
Nëse voltazhi në këtë pin është më i lartë se në pin 2, atëherë në daljen e këtij amplifikatori 1 do të shfaqet një tension (dalja e amplifikatorit 1 do të ketë një nivel të lartë) dhe gjerësia (faktori i detyrës) i pulseve të daljes do të ulet sa më shumë, aq më i lartë është voltazhi në dalje i këtij amplifikatori (maksimumi 3.3 volt).

Konkluzioni 2

Ky është hyrja përmbysëse (negative) e amplifikatorit të sinjalit të gabimit 1.
Nëse voltazhi i hyrjes në këtë kunj është më i lartë se në pinin 1, nuk do të ketë gabim tensioni në daljen e amplifikatorit (dalja do të jetë e ulët) dhe nuk do të ketë asnjë efekt në gjerësinë (faktorin e detyrës) të daljes. pulses.
Nëse voltazhi në këtë pin është më i ulët se në pin 1, dalja e amplifikatorit do të jetë e lartë.

Amplifikuesi i gabimit është një op-amp i rregullt me ​​një fitim të rendit të = 70..95 dB në tension DC (Ku = 1 në një frekuencë prej 350 kHz). Gama e tensionit të hyrjes op-amp shtrihet nga -0.3V në tensionin e furnizimit, minus 2V. Kjo do të thotë, voltazhi maksimal i hyrjes duhet të jetë së paku dy volt më i ulët se tensioni i furnizimit.

Përfundimi 3

Këto janë daljet e amplifikatorëve të gabimit 1 dhe 2, të lidhur me këtë kunj përmes diodave (qark OSE). Nëse voltazhi në daljen e ndonjë amplifikuesi ndryshon nga i ulët në i lartë, atëherë në pin 3 ai gjithashtu shkon i lartë.
Nëse voltazhi në këtë kunj tejkalon 3.3 V, atëherë pulset në daljen e mikroqarkut zhduken (cikli i punës zero).
Nëse voltazhi në këtë pin është afër 0 V, atëherë kohëzgjatja e impulseve të daljes (faktori i detyrës) do të jetë maksimale.

Pini 3 zakonisht përdoret për të dhënë reagime për amplifikatorët, por nëse është e nevojshme, pin 3 mund të përdoret gjithashtu si një hyrje për të siguruar ndryshime në gjerësinë e pulsit.
Nëse voltazhi në të është i lartë (> ~ 3,5 V), atëherë nuk do të ketë impulse në daljen MS. Furnizimi me energji elektrike nuk do të fillojë në asnjë rrethanë.

Përfundimi 4

Ai kontrollon gamën e variacionit të kohës "të vdekur" (Anglisht Dead-Time Control), në parim është i njëjti cikël funksionimi.
Nëse voltazhi në të është afër 0 V, atëherë dalja e mikroqarkut do të ketë pulsin e gjerësisë minimale të mundshme dhe maksimale, të cilat në përputhje me rrethanat mund të vendosen nga sinjale të tjera hyrëse (përforcuesit e gabimit, pin 3).
Nëse voltazhi në këtë pin është rreth 1.5 V, atëherë gjerësia e impulseve të daljes do të jetë rreth 50% e gjerësisë së tyre maksimale.
Nëse voltazhi në këtë pin tejkalon 3.3 V, atëherë nuk do të ketë impulse në daljen MS. Furnizimi me energji elektrike nuk do të fillojë në asnjë rrethanë.
Por mos harroni se me rritjen e kohës "e vdekur", diapazoni i rregullimit PWM do të ulet.

Duke ndryshuar tensionin në pinin 4, mund të vendosni një gjerësi fikse të kohës "të vdekur" (ndarës R-R), të zbatoni një modalitet të butë të fillimit në furnizimin me energji elektrike (zinxhiri R-C), të siguroni mbylljen në distancë të MS (çelës) dhe ju gjithashtu mund ta përdorni këtë pin si një hyrje lineare kontrolli.

Le të shohim (për ata që nuk e dinë) se çfarë është koha e "vdekur" dhe për çfarë duhet.
Kur funksionon një qark i furnizimit me energji shtytëse, impulset furnizohen në mënyrë alternative nga daljet e mikroqarkut në bazat (portat) e transistorëve të daljes. Meqenëse çdo transistor është një element inercial, ai nuk mund të mbyllet (hapet) menjëherë kur një sinjal hiqet (furnizohet) nga baza (porta) e tranzitorit të daljes. Dhe nëse impulset aplikohen në transistorët e daljes pa kohë "të vdekur" (d.m.th., një impuls hiqet nga njëri dhe zbatohet menjëherë në të dytin), mund të vijë një moment kur një transistor nuk ka kohë të mbyllet, por i dyti ka tashmë e hapur. Atëherë e gjithë rryma (e quajtur përmes rrymës) do të rrjedhë nëpër të dy transistorët e hapur, duke anashkaluar ngarkesën (dredha-dredha e transformatorit), dhe meqenëse nuk do të kufizohet nga asgjë, transistorët e daljes do të dështojnë menjëherë.
Për të parandaluar që kjo të ndodhë, është e nevojshme që pas përfundimit të një pulsi dhe para fillimit të tjetrit, të ketë kaluar një kohë e caktuar, e mjaftueshme për mbylljen e besueshme të transistorit të daljes nga hyrja e të cilit është hequr sinjali i kontrollit.
Kjo kohë quhet "kohë e vdekur".

Po, nëse shikojmë figurën me përbërjen e mikroqarkut, shohim se kunja 4 është e lidhur me hyrjen e krahasuesit të rregullimit të kohës së vdekur (DA1) përmes një burimi tensioni prej 0,1-0,12 V. Për çfarë bëhet kjo?
Kjo është bërë pikërisht për të siguruar që gjerësia maksimale (faktori i detyrës) i impulseve të daljes nuk është kurrë e barabartë me 100%, për të siguruar funksionimin e sigurt të transistorëve të daljes (daljes).
Kjo do të thotë, nëse "lidhni" pinin 4 me telin e përbashkët, atëherë në hyrjen e krahasuesit DA1 nuk do të ketë ende një tension zero, por do të ketë një tension të vetëm kësaj vlere (0,1-0,12 V) dhe pulsime nga gjeneratori i tensionit të sharrës (RPG) do të shfaqet në daljen e mikroqarkut vetëm kur amplituda e tyre në pinin 5 e kalon këtë tension. Kjo do të thotë, mikroqarku ka një prag maksimal fiks të ciklit të punës së impulseve të daljes, i cili nuk do të kalojë 95-96% për mënyrën e funksionimit me një cikël të fazës së daljes, dhe 47,5-48% për shtytje-tërheqjen mënyra e funksionimit të fazës së daljes.

Përfundimi 5

Ky është dalja GPG, ajo është menduar për lidhjen e një kondensatori të kohës Ct, fundi i dytë i të cilit është i lidhur me telin e përbashkët. Kapaciteti i tij zakonisht zgjidhet nga 0,01 µF në 0,1 µF, në varësi të frekuencës së daljes së pulseve GPG të kontrolluesit PWM. Si rregull, këtu përdoren kondensatorë me cilësi të lartë.
Frekuenca e daljes së GPG mund të kontrollohet në këtë pin. Lëkundja e tensionit të daljes së gjeneratorit (amplituda e impulseve të daljes) është diku rreth 3 volt.

Përfundimi 6

Ky është gjithashtu dalja GPN, e destinuar për të lidhur me të një rezistencë të përcaktimit të kohës Rt, fundi i dytë i të cilit është i lidhur me telin e përbashkët.
Vlerat e Rt dhe Ct përcaktojnë frekuencën e daljes së pompës së gazit dhe llogariten duke përdorur formulën për mënyrën e funksionimit me një cikël;

Për mënyrën e funksionimit push-tërheq, formula është si më poshtë;

Për kontrollorët PWM nga kompani të tjera, frekuenca llogaritet duke përdorur të njëjtën formulë, me përjashtim që numri 1 do të duhet të ndryshohet në 1.1.

Përfundimi 7

Ai lidhet me telin e përbashkët të qarkut të pajisjes në kontrolluesin PWM.

Përfundimi 8

Mikroqarku përmban një fazë dalëse me dy transistorë dalës, të cilët janë çelësat e tij të daljes. Terminalet e kolektorëve dhe emetuesve të këtyre transistorëve janë të lirë dhe për këtë arsye, në varësi të nevojës, këta transistorë mund të përfshihen në qark për të punuar si me një emetues të përbashkët ashtu edhe me një kolektor të përbashkët.
Në varësi të tensionit në pinin 13, kjo fazë dalëse mund të funksionojë ose në modalitetin shtytje-tërheqje ose me një cikël. Në modalitetin e funksionimit me një skaj, këta transistorë mund të lidhen paralelisht për të rritur rrymën e ngarkesës, gjë që zakonisht bëhet.
Pra, pin 8 është kunja kolektore e tranzitorit 1.

Përfundimi 9

Ky është kunja e emetuesit e transistorit 1.

Përfundimi 10

Ky është kunja e emetuesit e transistorit 2.

Përfundimi 11

Ky është kolektori i tranzistorit 2.

Përfundimi 12

"Plus" i furnizimit me energji TL494CN është i lidhur me këtë kunj.

Përfundimi 13

Ky është dalja për zgjedhjen e mënyrës së funksionimit të fazës së daljes. Nëse ky kunj është i lidhur me telin e përbashkët, faza e daljes do të funksionojë në modalitetin me një skaj. Sinjalet e daljes në terminalet e çelsave të transistorit do të jenë të njëjta.
Nëse aplikoni një tension prej +5 V në këtë kunj (lidhni kunjat 13 dhe 14), atëherë çelsat e daljes do të funksionojnë në modalitetin shtytje-tërheqje. Sinjalet e daljes në terminalet e çelsave të tranzistorit do të jenë jashtë fazës dhe frekuenca e impulseve të daljes do të jetë gjysma më e madhe.

Përfundimi 14

Ky është prodhimi i stallës DHE kulloj RRETH pornografi N tension (ION), Me një tension daljeje +5 V dhe një rrymë dalëse deri në 10 mA, e cila mund të përdoret si referencë për krahasim në amplifikatorët e gabimeve dhe për qëllime të tjera.

Përfundimi 15

Funksionon saktësisht njësoj si pini 2. Nëse amplifikuesi i dytë i gabimit nuk përdoret, atëherë pini 15 thjesht lidhet me pinin 14 (tensioni i referencës +5 V).

Përfundimi 16

Punon në të njëjtën mënyrë si kunja 1. Nëse amplifikuesi i dytë i gabimit nuk përdoret, zakonisht lidhet me telin e përbashkët (pin 7).
Me pinin 15 të lidhur në +5V dhe pinin 16 të lidhur me tokëzimin, nuk ka tension në dalje nga amplifikatori i dytë, kështu që nuk ka asnjë efekt në funksionimin e çipit.

Parimi i funksionimit të mikroqarkut.

Pra, si funksionon kontrolluesi TL494 PWM?
Më sipër, ne shqyrtuam në detaje qëllimin e kunjave të këtij mikroqarku dhe çfarë funksioni kryejnë ato.
Nëse e gjithë kjo analizohet me kujdes, atëherë nga e gjithë kjo bëhet e qartë se si funksionon ky mikroqark. Por unë do të përshkruaj edhe një herë shumë shkurt parimin e funksionimit të tij.

Kur mikroqarku zakonisht ndizet dhe energjia furnizohet me të (minus në pin 7, plus në pin 12), GPG fillon të prodhojë pulse sharrë me një amplitudë prej rreth 3 volt, frekuenca e të cilave varet nga C dhe R i lidhur me kunjat 5 dhe 6 të mikroqarkut.
Nëse vlera e sinjaleve të kontrollit (në kunjat 3 dhe 4) është më pak se 3 volt, atëherë në çelsat e daljes së mikroqarkullimit shfaqen pulsime drejtkëndore, gjerësia e të cilave (faktori i detyrës) varet nga vlera e sinjaleve të kontrollit në kunjat 3 dhe 4.
Kjo do të thotë, mikroqarku krahason tensionin pozitiv të dhëmbit të sharrës nga kondensatori Ct (C1) me cilindo nga dy sinjalet e kontrollit.
Qarqet logjike për kontrollin e transistorëve të daljes VT1 dhe VT2 i hapin ato vetëm kur voltazhi i pulseve të sharrës është më i lartë se sinjalet e kontrollit. Dhe sa më i madh ky ndryshim, aq më i gjerë është impulsi i daljes (aq më i madh është cikli i punës).
Tensioni i kontrollit në pinin 3 varet nga sinjalet në hyrjet e amplifikatorëve operacional (përforcuesit e gabimit), të cilët nga ana tjetër mund të kontrollojnë tensionin e daljes dhe rrymën e daljes së furnizimit me energji elektrike.

Kështu, një rritje ose ulje në vlerën e çdo sinjali kontrolli shkakton një ulje ose rritje lineare përkatëse në gjerësinë e pulseve të tensionit në daljet e mikroqarkullimit.
Siç u përmend më lart, voltazhi nga pin 4 (kontrolli i kohës së vdekur), hyrjet e amplifikatorëve të gabimit ose hyrja e sinjalit feedback direkt nga pin 3 mund të përdoren si sinjale kontrolli.

Teoria, siç thonë ata, është teori, por do të jetë shumë më mirë të shohim dhe "prekni" të gjitha këto në praktikë, kështu që le të mbledhim qarkun e mëposhtëm në një dërrasë buke dhe të shohim me sytë tanë se si funksionon gjithçka.

Mënyra më e lehtë dhe më e shpejtë është t'i montoni të gjitha në një dërrasë buke. Po, kam instaluar çipin KA7500. Pini "13" i mikroqarkut është i lidhur me telin e përbashkët, domethënë, çelsat tanë të daljes do të funksionojnë në modalitetin me një cikël (sinjalet në transistorë do të jenë të njëjta), dhe frekuenca e përsëritjes së pulseve të daljes do të korrespondojë me frekuenca e tensionit të dhëmbit sharrë të GPG.

E lidha oshiloskopin me pikat e mëposhtme të kontrollit:
- Rrezja e parë në pin "4", për të kontrolluar tensionin konstant në këtë pin. Ndodhet në qendër të ekranit në vijën zero. Ndjeshmëria - 1 volt për ndarje;
- Rrezja e dytë në pin "5", për të kontrolluar tensionin e dhëmbit të sharrës së GPG. Ndodhet gjithashtu në vijën zero (të dy trarët janë të kombinuar) në qendër të oshiloskopit dhe me të njëjtën ndjeshmëri;
- Rrezja e tretë në daljen e mikroqarkut në pinin “9”, për të kontrolluar pulset në daljen e mikroqarkut. Ndjeshmëria e rrezes është 5 volt për ndarje (0,5 volt, plus një ndarës me 10). Ndodhet në fund të ekranit të oshiloskopit.

Kam harruar të them, çelsat e daljes së mikrocirkut janë të lidhur me një kolektor të përbashkët. Me fjalë të tjera - sipas qarkut pasues të emituesit. Pse përsëritës? Sepse sinjali në emetuesin e tranzistorit përsërit saktësisht sinjalin bazë, kështu që ne mund të shohim qartë gjithçka.
Nëse e hiqni sinjalin nga kolektori i tranzistorit, ai do të përmbyset (përmbys) në raport me sinjalin bazë.
Ne furnizojmë me energji mikroqarkullin dhe shohim se çfarë kemi në terminalet.

Në këmbën e katërt kemi zero (rrëshqitësi i rezistencës së prerësit është në pozicionin më të ulët), rrezja e parë është në vijën zero në qendër të ekranit. As amplifikuesit e gabimeve nuk funksionojnë.
Në këmbën e pestë shohim një tension të dhëmbit sharrë të GPN (rrezja e dytë), me një amplitudë pak më shumë se 3 volt.
Në daljen e mikroqarkut (pin 9) shohim impulse drejtkëndëshe me një amplitudë rreth 15 volt dhe një gjerësi maksimale (96%). Pikat në fund të ekranit janë pikërisht pragu fiks i ciklit të punës. Për ta bërë më të lehtë për ta parë, le të aktivizojmë shtrirjen në oshiloskop.

Epo, tani mund ta shihni më mirë. Kjo është pikërisht koha kur amplituda e pulsit bie në zero dhe transistori i daljes mbyllet për këtë kohë të shkurtër. Niveli zero për këtë rreze është në fund të ekranit.
Epo, le të shtojmë tension në pinin "4" dhe të shohim se çfarë marrim.

Në pinin "4" vendosa një tension konstant prej 1 volt duke përdorur një rezistencë prerëse, rrezja e parë u ngrit me një ndarje (vijë e drejtë në ekranin e oshiloskopit). Çfarë shohim? Koha e vdekur është rritur (cikli i punës është ulur), kjo është vija me pika në fund të ekranit. Kjo do të thotë, transistori i daljes është i mbyllur për rreth gjysmën e kohëzgjatjes së vetë pulsit.
Le të shtojmë një volt më shumë me një rezistencë prerëse në pinin "4" të mikroqarkut.

Ne shohim që rrezja e parë është ngritur edhe një ndarje, kohëzgjatja e pulseve të daljes është bërë edhe më e shkurtër (1/3 e kohëzgjatjes së të gjithë pulsit), dhe koha e vdekur (koha e mbylljes së tranzistorit të daljes) është rritur. deri në dy të tretat. Kjo do të thotë, është qartë e dukshme që logjika e mikroqarkut krahason nivelin e sinjalit GPG me nivelin e sinjalit të kontrollit dhe kalon në dalje vetëm atë sinjal GPG, niveli i të cilit është më i lartë se sinjali i kontrollit.

Për ta bërë atë edhe më të qartë, kohëzgjatja (gjerësia) e pulseve të daljes së mikrocirkut do të jetë e njëjtë me kohëzgjatjen (gjerësinë) e pulseve të daljes së tensionit të sharrës të vendosura mbi nivelin e sinjalit të kontrollit (mbi vijën e drejtë në oshiloskop ekran).

Le të shkojmë më tej, shtoni një volt tjetër në pinin "4" të mikroqarkut. Çfarë shohim? Në daljen e mikroqarkut ka impulse shumë të shkurtra, afërsisht të njëjta në gjerësi me majat e tensionit të dhëmbit të sharrës që dalin mbi vijën e drejtë. Le të aktivizojmë shtrirjen në oshiloskop në mënyrë që pulsi të jetë më i dukshëm.

Këtu, ne shohim një puls të shkurtër, gjatë të cilit transistori i daljes do të jetë i hapur, dhe pjesa tjetër e kohës (linja e poshtme në ekran) do të mbyllet.
Epo, le të përpiqemi të rrisim tensionin në pin "4" edhe më shumë. Ne përdorim një rezistencë prerëse për të vendosur tensionin në dalje mbi nivelin e tensionit të dhëmbit sharrë të GPG.

Epo, kjo është ajo, furnizimi ynë me energji do të ndalojë së punuari, pasi prodhimi është plotësisht "i qetë". Nuk ka impulse dalëse, pasi në pinin e kontrollit "4" kemi një nivel tensioni konstant prej më shumë se 3.3 volt.
Absolutisht e njëjta gjë do të ndodhë nëse aplikoni një sinjal kontrolli në pinin "3" ose në ndonjë përforcues gabimi. Nëse dikush është i interesuar, mund ta kontrolloni vetë eksperimentalisht. Për më tepër, nëse sinjalet e kontrollit janë në të gjitha kunjat e kontrollit menjëherë dhe kontrollojnë mikroqarkun (mbizotërojnë), do të ketë një sinjal nga kunja e kontrollit, amplituda e të cilit është më e madhe.

Epo, le të përpiqemi të shkëputim kunjin "13" nga teli i zakonshëm dhe ta lidhim atë me kutinë "14", domethënë, të kalojmë mënyrën e funksionimit të çelsave të daljes nga një cikël në shtytje-tërheqje. Le të shohim se çfarë mund të bëjmë.

Duke përdorur një rezistencë prerëse, ne përsëri e sjellim tensionin në pin "4" në zero. Ndize fuqinë. Çfarë shohim?
Dalja e mikroqarkut përmban gjithashtu impulse drejtkëndëshe me kohëzgjatje maksimale, por frekuenca e përsëritjes së tyre është bërë gjysma e frekuencës së pulseve me dhëmbë sharrë.
Të njëjtat impulse do të jenë në tranzistorin e dytë kyç të mikroqarkut (pin 10), me ndryshimin e vetëm që ato do të zhvendosen në kohë në lidhje me këto me 180 gradë.
Ekziston gjithashtu një prag maksimal i ciklit të punës (2%). Tani nuk është e dukshme, duhet të lidhni rrezen e 4-të të oshiloskopit dhe të kombinoni dy sinjalet e daljes së bashku. Sonda e katërt nuk është pranë, kështu që nuk e bëra. Kushdo që dëshiron, ta kontrollojë praktikisht vetë për t'u siguruar për këtë.

Në këtë mënyrë, mikroqarku funksionon saktësisht në të njëjtën mënyrë si në modalitetin me një cikël, i vetmi ndryshim është se kohëzgjatja maksimale e pulseve të daljes këtu nuk do të kalojë 48% të kohëzgjatjes totale të pulsit.
Pra, ne nuk do ta konsiderojmë këtë mënyrë për një kohë të gjatë, por thjesht shohim se çfarë lloj impulsesh kemi kur voltazhi në pin "4" është dy volt.

Ne e ngremë tensionin me një rezistencë prerëse. Gjerësia e pulseve të daljes u ul në 1/6 e kohëzgjatjes totale të pulsit, domethënë saktësisht dy herë sesa në mënyrën e funksionimit me një cikël të çelsave të daljes (1/3 herë atje).
Në daljen e transistorit të dytë (pin 10) do të ketë të njëjtat impulse, të zhvendosura vetëm në kohë me 180 gradë.
Epo, në parim, ne kemi analizuar funksionimin e kontrolluesit PWM.

Gjithashtu në pin "4". Siç u përmend më herët, kjo kunj mund të përdoret për një fillim "të butë" të furnizimit me energji elektrike. Si ta organizoni këtë?
Shume e thjeshte. Për ta bërë këtë, lidhni një qark RC me pinin "4". Këtu është një fragment shembull i diagramit:

Si funksionon këtu "fillimi i butë"? Le të shohim diagramin. Kondensatori C1 është i lidhur me ION (+5 volt) përmes rezistencës R5.
Kur fuqia aplikohet në mikroqark (pin 12), +5 volt shfaqet në pinin 14. Kondensatori C1 fillon të ngarkohet. Rryma e karikimit të kondensatorit rrjedh përmes rezistencës R5, në momentin e ndezjes së saj është maksimale (kondensatori shkarkohet) dhe një rënie e tensionit prej 5 volt ndodh në të gjithë rezistencën, e cila furnizohet në pinin "4". Ky tension, siç kemi zbuluar tashmë eksperimentalisht, ndalon kalimin e pulseve në daljen e mikroqarkullimit.
Ndërsa ngarkohet kondensatori, rryma e karikimit zvogëlohet dhe rënia e tensionit në të gjithë rezistencën zvogëlohet në përputhje me rrethanat. Tensioni në pin "4" gjithashtu zvogëlohet dhe pulset fillojnë të shfaqen në daljen e mikrocirkut, kohëzgjatja e së cilës rritet gradualisht (me ngarkimin e kondensatorit). Kur kondensatori është plotësisht i ngarkuar, rryma e karikimit ndalon, voltazhi në pin "4" bëhet afër zeros dhe pin "4" nuk ndikon më në kohëzgjatjen e pulseve të daljes. Furnizimi me energji kthehet në modalitetin e tij të funksionimit.
Natyrisht, ju supozoni se koha e fillimit të furnizimit me energji elektrike (ajo arrin modalitetin e funksionimit) do të varet nga madhësia e rezistencës dhe kondensatorit, dhe duke i zgjedhur ato do të jetë e mundur të rregulloni këtë kohë.

Epo, kjo është shkurtimisht e gjithë teoria dhe praktika, dhe nuk ka asgjë veçanërisht të komplikuar këtu, dhe nëse e kuptoni dhe kuptoni punën e këtij PWM, atëherë nuk do të jetë e vështirë për ju të kuptoni dhe kuptoni punën e PWM-ve të tjerë.

I uroj të gjithëve fat.

Mikroqarku në fjalë i përket listës së qarqeve elektronike të integruara më të zakonshme dhe më të përdorura. Paraardhësi i tij ishte seria UC38xx e kontrollorëve PWM nga Unitrode. Në vitin 1999, kjo kompani u ble nga Texas Instruments, dhe që atëherë filloi zhvillimi i linjës së këtyre kontrollorëve, duke çuar në krijimin në fillim të viteve 2000. Mikroqarqe të serisë TL494. Përveç UPS-ve të përmendura tashmë më lart, ato mund të gjenden në rregullatorët e tensionit DC, disqet e kontrolluar, startuesit e butë - me një fjalë, kudo ku përdoret kontrolli PWM. Ndër kompanitë që klonuan këtë çip janë marka të tilla me famë botërore si Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. Të gjithë ata ofrojnë një përshkrim të detajuar të produkteve të tyre, të ashtuquajturat fletë të dhënash TL494CN.

Dokumentacioni

Një analizë e përshkrimeve të llojit të mikroqarkullimit në fjalë nga prodhues të ndryshëm tregon identitetin praktik të karakteristikave të tij. Sasia e informacionit të ofruar nga kompani të ndryshme është pothuajse e njëjtë. Për më tepër, fleta e të dhënave TL494CN nga marka të tilla si Motorola, Inc dhe ON Semiconductor replikojnë njëra-tjetrën në strukturën, figurat, tabelat dhe grafikët e tyre. Prezantimi i materialit nga Texas Instruments është disi i ndryshëm prej tyre, por me një studim të kujdesshëm bëhet e qartë se ata i referohen një produkti identik.

Qëllimi i çipit TL494CN

Tradicionalisht, ne do të fillojmë përshkrimin tonë me qëllimin dhe listën e pajisjeve të brendshme. Është një kontrollues PWM me një frekuencë fikse, i destinuar kryesisht për përdorim në UPS dhe që përmban pajisjet e mëposhtme: gjenerator i tensionit me dhëmbë sharrë (RVG); përforcues gabimesh; burimi i tensionit referues +5 V; qark rregullimi i "kohës së vdekur"; çelsin e tranzistorit të daljes për rrymë deri në 500 mA; Skema për zgjedhjen e mënyrës së funksionimit me një goditje ose me dy goditje.

Kufizoni parametrat

Ashtu si çdo mikroqark tjetër, përshkrimi TL494CN duhet të përmbajë domosdoshmërisht një listë të karakteristikave maksimale të lejueshme të performancës. Le t'i japim ato bazuar në të dhënat nga Motorola, Inc: Tensioni i furnizimit: 42 V. Tensioni në kolektorin e tranzitorit të daljes: 42 V. Rryma kolektore e tranzitorit dalës: 500 mA. Gama e tensionit të hyrjes së amplifikatorit: nga - 0,3 V në +42 V. Shpërndarja e energjisë (në t< 45 °C): 1000 мВт. Диапазон температур хранения: от -55 до +125 °С. Диапазон рабочих температур окружающей среды: от 0 до +70 °С. Следует отметить, что параметр 7 для микросхемы TL494IN несколько шире: от -25 до +85 °С.

Dizajni i çipit

TL494CN Një përshkrim në Rusisht i terminaleve të kasës është paraqitur në figurën më poshtë.

Mikroqarku vendoset në një kasë plastike (kjo tregohet me shkronjën N në fund të përcaktimit të saj) kuti me 16 kunja me kunja të tipit PDP.

Pamja e çipit

TL494CN: diagrami funksional

Pra, detyra e këtij mikroqarku është modulimi i gjerësisë së pulsit (PWM, ose i moduluar me gjerësinë e pulsit (PWM)) i pulseve të tensionit të krijuar brenda UPS-ve të rregulluara dhe të parregulluara. Në furnizimet me energji të llojit të parë, diapazoni i kohëzgjatjeve të pulsit, si rregull, arrin vlerën maksimale të mundshme (~ 48% për çdo dalje në qarqet push-tërheqëse, të përdorura gjerësisht për fuqizimin e amplifikatorëve audio të makinave). Çipi TL494CN ka gjithsej 6 kunja dalëse, 4 prej tyre (1, 2, 15, 16) janë hyrje në amplifikatorët e gabimeve të brendshme që përdoren për të mbrojtur UPS-në nga mbingarkesat aktuale dhe të mundshme. Pini #4 është një hyrje sinjali 0 deri në 3V për të rregulluar ciklin e punës së daljes së valës katrore, dhe #3 është një dalje krahasuese dhe mund të përdoret në disa mënyra. 4 të tjerë (numrat 8, 9, 10, 11) janë kolektorë dhe emetues të lirë të transistorëve me një rrymë ngarkese maksimale të lejueshme prej 250 mA (në modalitetin afatgjatë jo më shumë se 200 mA). Ato mund të lidhen në çifte (9 me 10 dhe 8 me 11) për të kontrolluar transistorët e fuqishëm me efekt në terren (tranzistorë MOSFET) me një rrymë maksimale të lejuar prej 500 mA (jo më shumë se 400 mA në modalitetin e vazhdueshëm).

Mikroqarku ka një burim të integruar të tensionit referues (RES) +5 V (Nr. 14). Zakonisht përdoret si një tension referencë (me një saktësi prej ± 1%), i furnizuar në hyrjet e qarqeve që konsumojnë jo më shumë se 10 mA, për shembull, në pinin 13 për zgjedhjen e mënyrave të funksionimit me një ose dy cikle të mikroqark: nëse +5 V është i pranishëm në të, zgjidhet mënyra e dytë, nëse ka një tension minus furnizimi në të - i pari. Për të rregulluar frekuencën e gjeneratorit të tensionit të rampës (RVG), përdoren një kondensator dhe një rezistencë, të lidhur përkatësisht me kunjat 5 dhe 6. Dhe, natyrisht, mikroqarku ka kunja për lidhjen e furnizimit me energji plus dhe minus (numrat 12 dhe 7, përkatësisht) në intervalin nga 7 në 42 V. Nga diagrami mund të shihet se ka një numër pajisjesh të tjera të brendshme në TL494CN. Një përshkrim në Rusisht i qëllimit të tyre funksional do të jepet më poshtë ndërsa materiali është paraqitur.

Funksionet e pinit të hyrjes

Si çdo pajisje tjetër elektronike. mikroqarku në fjalë ka hyrjet dhe daljet e veta. Do të fillojmë me të parët. Një listë e këtyre kunjave TL494CN është dhënë tashmë më lart. Një përshkrim në Rusisht i qëllimit të tyre funksional do të jepet më poshtë me shpjegime të hollësishme.
Konkluzioni 1
Ky është hyrja pozitive (jo invertuese) e amplifikatorit të gabimit 1. Nëse voltazhi i tij është më i ulët se voltazhi në pinin 2, dalja e amplifikatorit të gabimit 1 do të jetë e ulët. Nëse është më i lartë se në pin 2, sinjali i amplifikuesit të gabimit 1 do të bëhet i lartë. Dalja e amplifikatorit në thelb ndjek hyrjen pozitive duke përdorur pinin 2 si referencë. Funksionet e amplifikatorëve të gabimeve do të përshkruhen më në detaje më poshtë.
Konkluzioni 2
Kjo është hyrja negative (përmbysëse) e amplifikatorit të gabimit 1. Nëse ky pin është më i lartë se pini 1, dalja e amplifikatorit të gabimit 1 do të jetë e ulët. Nëse voltazhi në këtë kunj është më i ulët se voltazhi në pinin 1, dalja e amplifikatorit do të jetë e lartë.
Përfundimi 15
Ai funksionon saktësisht njësoj si #2. Shpesh përforcuesi i dytë i gabimit nuk përdoret në TL494CN. Qarku i lidhjes në këtë rast përmban pin 15 të lidhur thjesht me 14 (tensioni referencë +5 V).
Përfundimi 16
Funksionon në të njëjtën mënyrë si nr. 1. Zakonisht lidhet me numrin e përbashkët nr. 7 kur amplifikuesi i dytë i gabimit nuk përdoret. Me pinin 15 të lidhur në +5V dhe pinin 16 të lidhur me të përbashkët, dalja e amplifikatorit të dytë është e ulët dhe për këtë arsye nuk ka asnjë efekt në funksionimin e çipit.
Përfundimi 3
Ky kunj dhe çdo përforcues i brendshëm TL494CN janë të lidhur së bashku nëpërmjet diodave. Nëse sinjali në daljen e ndonjërit prej tyre ndryshon nga niveli i ulët në të lartë, atëherë në numrin 3 ai gjithashtu shkon lart. Kur sinjali në këtë pin tejkalon 3.3 V, impulset e daljes fiken (cikli i punës zero). Kur voltazhi në të është afër 0 V, kohëzgjatja e pulsit është maksimale. Midis 0 dhe 3,3 V, gjerësia e pulsit është nga 50% në 0% (për secilën nga daljet e kontrolluesit PWM - në kunjat 9 dhe 10 në shumicën e pajisjeve). Nëse është e nevojshme, pin 3 mund të përdoret si një sinjal hyrës ose mund të përdoret për të siguruar amortizimin për shkallën e ndryshimit të gjerësisë së pulsit. Nëse voltazhi në të është i lartë (> ~ 3,5 V), nuk ka asnjë mënyrë për të nisur UPS-në në kontrolluesin PWM (nuk do të ketë impulse prej tij).
Përfundimi 4
Ai kontrollon gamën e ciklit të punës së impulseve të daljes (English Dead-Time Control). Nëse voltazhi në të është afër 0 V, mikroqarku do të jetë në gjendje të nxjerrë si gjerësinë minimale të mundshme ashtu edhe atë maksimale të impulsit (që përcaktohet nga sinjalet e tjera hyrëse). Nëse një tension prej rreth 1,5 V aplikohet në këtë kunj, gjerësia e pulsit të daljes do të kufizohet në 50% të gjerësisë së tij maksimale (ose ~ 25% cikli i punës për një modalitet kontrolluesi PWM push-tërheqje). Nëse voltazhi është i lartë (>~3.5V), nuk ka asnjë mënyrë për të nisur UPS-në në TL494CN. Qarku i lidhjes së tij shpesh përmban numrin 4, të lidhur direkt me tokën. E rëndësishme të mbani mend! Sinjali në kunjat 3 dhe 4 duhet të jetë nën ~3,3 V. Por çfarë ndodh nëse është afër, për shembull, +5 V? Si do të sillet atëherë TL494CN? Qarku i konvertuesit të tensionit në të nuk do të gjenerojë impulse, d.m.th. nuk do të ketë tension në dalje nga UPS-ja.
Përfundimi 5
Shërben për lidhjen e kondensatorit të kohës Ct, me kontaktin e dytë të lidhur me tokën. Vlerat e kapacitetit janë zakonisht midis 0,01 µF dhe 0,1 µF. Ndryshimet në vlerën e këtij komponenti çojnë në ndryshime në frekuencën e GPG dhe pulseve të daljes së kontrolluesit PWM. Në mënyrë tipike, përdoren kondensatorë me cilësi të lartë me një koeficient të temperaturës shumë të ulët (me shumë pak ndryshim në kapacitetin me temperaturën).
Përfundimi 6
Për të lidhur rezistencën e kohës Rt, me kontaktin e dytë të lidhur me tokën. Vlerat e Rt dhe Ct përcaktojnë frekuencën e FPG. f = 1.1: (Rt x Ct).
Përfundimi 7
Ai lidhet me telin e përbashkët të qarkut të pajisjes në kontrolluesin PWM.
Përfundimi 12
Është shënuar me shkronjat VCC. Është i lidhur me "plus" të furnizimit me energji TL494CN. Qarku i lidhjes së tij zakonisht përmban numrin 12, të lidhur me çelësin e furnizimit me energji elektrike. Shumë UPS përdorin këtë kunj për të ndezur dhe fikur rrymën (dhe vetë UPS-në). Nëse ka +12 V në të dhe numri 7 është i tokëzuar, mikroqarqet GPG dhe ION do të funksionojnë.
Përfundimi 13
Ky është hyrja e modalitetit të funksionimit. Funksionimi i tij është përshkruar më sipër.

Funksionet e pinit të daljes

Ato u renditën gjithashtu më lart për TL494CN. Një përshkrim në Rusisht i qëllimit të tyre funksional do të jepet më poshtë me shpjegime të hollësishme.
Përfundimi 8
Ky çip ka 2 transistorë NPN, të cilët janë çelësat e tij të daljes. Ky kunj është kolektori i tranzistorit 1, i lidhur zakonisht me një burim tensioni konstant (12 V). Sidoqoftë, në qarqet e disa pajisjeve përdoret si dalje, dhe mbi të mund të shihni një valë katrore (si në nr. 11).
Përfundimi 9
Ky është emetuesi i tranzistorit 1. Ai drejton transistorin e fuqisë UPS (FET në shumicën e rasteve) në një qark shtytës-tërheqës, qoftë drejtpërdrejt ose nëpërmjet një tranzistori të ndërmjetëm.
Përfundimi 10
Ky është emetuesi i transistorit 2. Në modalitetin me një cikël, sinjali në të është i njëjtë si në nr. 9. Në modalitetin push-tërheqës, sinjalet në nr. 9 dhe 10 janë antifazë, d.m.th., kur niveli i sinjalit është e lartë në njërën, pastaj është e ulët në tjetrën, dhe anasjelltas. Në shumicën e pajisjeve, sinjalet nga emetuesit e çelsave të tranzitorit dalës të mikroqarkut në fjalë kontrollojnë transistorë të fuqishëm me efekt në terren, të cilët ndizen kur voltazhi në kunjat 9 dhe 10 është i lartë (mbi ~ 3,5 V, por jo në në çdo mënyrë lidhen me nivelin 3.3 V në nr. 3 dhe 4).
Përfundimi 11
Ky është kolektori i tranzistorit 2, i lidhur zakonisht me një burim tensioni konstant (+12 V). Shënim: Në pajisjet e bazuara në TL494CN, qarku i lidhjes së tij mund të përmbajë si kolektorë ashtu edhe emetues të transistorëve 1 dhe 2 si dalje të kontrolluesit PWM, megjithëse opsioni i dytë është më i zakonshëm. Megjithatë, ka opsione kur saktësisht pinet 8 dhe 11 janë dalje. Nëse gjeni një transformator të vogël në qarkun midis mikroqarkut dhe transistorëve me efekt në terren, sinjali i daljes ka shumë të ngjarë të merret prej tyre (nga kolektorët).
Përfundimi 14
Ky është prodhimi ION, i përshkruar gjithashtu më sipër.

Parimi i funksionimit

Si funksionon çipi TL494CN? Ne do të japim një përshkrim se si funksionon bazuar në materialet nga Motorola, Inc. Dalja e modulimit të gjerësisë së pulsit arrihet duke krahasuar sinjalin pozitiv të rampës nga kondensatori Ct me cilindo nga dy sinjalet e kontrollit. Qarqet logjike NOR kontrollojnë transistorët e daljes Q1 dhe Q2, duke i hapur ato vetëm kur sinjali në hyrjen e orës (C1) të flip-flopit (shih diagramin funksional TL494CN) zvogëlohet. Kështu, nëse hyrja C1 e këmbëzës është në një nivel logjik, atëherë transistorët e daljes mbyllen në të dy mënyrat e funksionimit: me një cikël dhe me shtytje. Nëse ka një sinjal të orës në këtë hyrje, atëherë në modalitetin shtytje-tërheqje, çelësat e tranzistorit hapen një nga një kur ndërprerja e pulsit të orës arrin në këmbëzën. Në modalitetin me një fund, një flip-flop nuk përdoret dhe të dy çelësat e daljes hapen në mënyrë sinkronike. Kjo gjendje e hapur (në të dy mënyrat) është e mundur vetëm në atë pjesë të periudhës GPG kur voltazhi i dhëmbit të sharrës është më i madh se sinjalet e kontrollit. Kështu, një rritje ose ulje në vlerën e sinjalit të kontrollit shkakton një rritje ose ulje lineare përkatëse në gjerësinë e pulseve të tensionit në daljet e mikroqarkullimit. Tensioni nga pin 4 (kontrolli i kohës së vdekur), hyrjet e amplifikatorëve të gabimit ose hyrja e sinjalit të reagimit nga pin 3 mund të përdoren si sinjale kontrolli.

ARTIKU U PËRGATIT NË LIBRIN NGA A. V. GOLOVKOV dhe V. B LYUBITSKY "FURNIZIM TË ENERGJISË PËR MODULET E SISTEMIT TË SHTËPISË BOTUESE IBM PC-XT/AT TYPE" "LAD&N" shkarkuar nga Interneti Moska 19

IC KONTROLL TL494

Në UPS-të moderne, qarqet e integruara të specializuara (IC) zakonisht përdoren për të gjeneruar tensionin e kontrollit për kalimin e transistorëve të fuqisë së konvertuesit.
Një IC kontrolli ideal për të siguruar funksionimin normal të një UPS në modalitetin PWM duhet të plotësojë shumicën e kushteve të mëposhtme:
tension operativ jo më i lartë se 40 V;
prania e një burimi të tensionit referues të stabilizuar termikisht shumë të qëndrueshëm;
prania e një gjeneratori të tensionit me dhëmbë sharrë
sigurimi i aftësisë për të sinkronizuar një fillim të butë të programueshëm me një sinjal të jashtëm;
prania e një përforcuesi të sinjalit të mospërputhjes me tension të lartë të modalitetit të përbashkët;
prania e një krahasuesi PWM;
prania e një shkas të kontrolluar nga pulsi;
prania e një kaskade para-terminale me dy kanale me mbrojtje nga qarku i shkurtër;
prania e logjikës së shtypjes së pulsit të dyfishtë;
disponueshmëria e mjeteve për korrigjimin e simetrisë së tensioneve në dalje;
prania e kufizimit të rrymës në një gamë të gjerë tensionesh të modalitetit të zakonshëm, si dhe kufizimi i rrymës në çdo periudhë me mbyllje në modalitetin e emergjencës;
disponueshmëria e kontrollit automatik me transmetim të drejtpërdrejtë;
sigurimi i mbylljes kur tensioni i furnizimit bie;
sigurimi i mbrojtjes nga mbitensionet;
sigurimi i përputhshmërisë me logjikën TTL/CMOS;
sigurimi i ndezjes dhe fikjes në distancë.

Figura 11. Çipi i kontrollit TL494 dhe pika e tij.

Në shumicën dërrmuese të rasteve, një mikroqark i tipit TL494CN i prodhuar nga TEXAS INSTRUMENT (SHBA) përdoret si qark kontrolli për klasën e UPS-ve në shqyrtim (Fig. 11). Ai zbaton shumicën e funksioneve të listuara më sipër dhe prodhohet nga një numër kompanish të huaja me emra të ndryshëm. Për shembull, kompania SHARP (Japoni) prodhon mikroqarkun IR3M02, kompania FAIRCHILD (SHBA) - UA494, kompania SAMSUNG (Korea) - KA7500, kompania FUJITSU (Japoni) - MB3759, etj. Të gjitha këto mikroqarqe janë analoge të plotë të mikroqarqeve shtëpiake KR1114EU4. Le të shqyrtojmë në detaje dizajnin dhe funksionimin e këtij çipi kontrolli. Është projektuar posaçërisht për të kontrolluar pjesën e fuqisë së UPS-së dhe përmban (Fig. 12):

Figura 12. Diagrami funksional i IC TL494

Gjeneratori i tensionit të rampës DA6; frekuenca GPG përcaktohet nga vlerat e rezistencës dhe kondensatorit të lidhur me kunjat e 5-të dhe të 6-të, dhe në klasën e furnizimit me energji elektrike në shqyrtim zgjidhet të jetë afërsisht 60 kHz;
burim i stabilizuar i tensionit referencë DA5 (Uref=+5,OB) me dalje të jashtme (pin 14);
krahasues i zonës së vdekur DA1;
krahasues PWM DA2;
amplifikatori i gabimit të tensionit DA3;
përforcues gabimi për sinjalin kufitar aktual DA4;
dy tranzistorë dalës VT1 dhe VT2 me kolektorë dhe emetues të hapur;
D-këmbës dinamik me shtytje-tërheqje në modalitetin e ndarjes së frekuencës me 2 - DD2;
elementet ndihmëse logjike DD1 (2-OR), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-OR-JO), DD6 (2-OR-JO), DD7 (JO);
burim i tensionit konstant me një vlerësim prej 0.1BDA7;
Burimi DC me vlerë nominale 0,7 mA DA8.
Do të fillojë qarku i kontrollit, d.m.th. sekuencat e pulseve do të shfaqen në kunjat 8 dhe 11 nëse aplikohet ndonjë tension furnizimi në pinin 12, niveli i të cilit është në intervalin nga +7 në +40 V. I gjithë grupi i njësive funksionale të përfshira në TL494 IC mund të ndahet në pjesën dixhitale dhe analoge (shtigjet e sinjalit dixhital dhe analog). Pjesa analoge përfshin amplifikatorët e gabimit DA3, DA4, krahasuesit DA1, DA2, gjeneratorin e tensionit të dhëmbëve sharrë DA6, si dhe burimet ndihmëse DA5, DA7, DA8. Të gjithë elementët e tjerë, duke përfshirë transistorët e daljes, formojnë pjesën dixhitale (shtegun dixhital).

Figura 13. Funksionimi i IC TL494 në modalitetin nominal: U3, U4, U5 - tensionet në kunjat 3, 4, 5.

Le të shqyrtojmë fillimisht funksionimin e shtegut dixhital. Diagramet e kohës që shpjegojnë funksionimin e mikroqarkut janë paraqitur në Fig. 13. Nga diagramet e kohës është e qartë se momentet e shfaqjes së pulseve të kontrollit të daljes së mikroqarkut, si dhe kohëzgjatja e tyre (diagramet 12 dhe 13) përcaktohen nga gjendja e daljes së elementit logjik DD1 (diagrami 5 ). Pjesa tjetër e "logjikës" kryen vetëm funksionin ndihmës të ndarjes së impulseve të daljes së DD1 në dy kanale. Në këtë rast, kohëzgjatja e pulseve të daljes së mikrocirkut përcaktohet nga kohëzgjatja e gjendjes së hapur të transistorëve të tij të daljes VT1, VT2. Meqenëse të dy këta transistorë kanë kolektorë dhe emetues të hapur, ato mund të lidhen në dy mënyra. Kur ndizet sipas një qarku me një emetues të përbashkët, impulset e daljes hiqen nga ngarkesat e kolektorit të jashtëm të transistorëve (nga kunjat 8 dhe 11 të mikroqarkullimit), dhe vetë pulset drejtohen poshtë nga niveli pozitiv (udhëheqësi skajet e pulseve janë negative). Emituesit e transistorëve (kunjat 9 dhe 10 të mikroqarkut) në këtë rast zakonisht janë të tokëzuara. Kur ndizet sipas një qarku me një kolektor të përbashkët, ngarkesat e jashtme lidhen me emetuesit e transistorëve dhe impulset e daljes, të drejtuara në këtë rast nga mbitensionet (skajet kryesore të pulseve janë pozitive), hiqen nga emetuesit e transistorët VT1, VT2. Kolektorët e këtyre transistorëve janë të lidhur me autobusin e energjisë të çipit të kontrollit (Upom).
Impulset e daljes së njësive funksionale të mbetura që janë pjesë e pjesës dixhitale të mikroqarkut TL494 drejtohen lart, pavarësisht nga diagrami i qarkut të mikroqarkut.
Shkaku DD2 është një Flip-flop D dinamik me shtytje-tërheqje. Parimi i funksionimit të tij është si më poshtë. Në skajin kryesor (pozitiv) të pulsit të daljes së elementit DD1, gjendja e hyrjes D të flip-flopit DD2 shkruhet në regjistrin e brendshëm. Fizikisht, kjo do të thotë se i pari nga dy flip-flops të përfshirë në DD2 është i ndërruar. Kur pulsi në daljen e elementit DD1 përfundon, flip-flopi i dytë brenda DD2 kalon përgjatë skajit në rënie (negativ) të këtij pulsi dhe gjendja e daljeve DD2 ndryshon (informacioni i lexuar nga hyrja D shfaqet në daljen Q) . Kjo eliminon mundësinë e shfaqjes së një impulsi zhbllokues në bazën e secilit prej transistorëve VT1, VT2 dy herë gjatë një periudhe. Në të vërtetë, për sa kohë që niveli i pulsit në hyrjen C të këmbëzës DD2 nuk ka ndryshuar, gjendja e daljeve të tij nuk do të ndryshojë. Prandaj, pulsi transmetohet në daljen e mikrocirkut përmes njërit prej kanaleve, për shembull atij të sipërm (DD3, DD5, VT1). Kur pulsi në hyrjen C përfundon, ndezja DD2 ndizet, bllokon kanalin e sipërm dhe zhbllokon kanalin e poshtëm (DD4, DD6, VT2). Prandaj, pulsi i ardhshëm që arrin në hyrjen C dhe hyrjet DD5, DD6 do të transmetohet në daljen e mikroqarkut nëpërmjet kanalit të poshtëm. Kështu, secili prej impulseve dalëse të elementit DD1, me skajin e tij negativ, ndërron DD2 dhe në këtë mënyrë ndryshon kanalin e kalimit të pulsit të ardhshëm. Prandaj, materiali referues për mikroqarkun e kontrollit tregon se arkitektura e mikroqarkut siguron shtypje të dyfishtë të pulsit, d.m.th. eliminon shfaqjen e dy pulseve zhbllokuese bazuar në të njëjtin tranzistor për periodë.
Le të shqyrtojmë në detaje një periudhë të funksionimit të shtegut dixhital të mikroqarkut.
Shfaqja e një impulsi zhbllokues bazuar në transistorin dalës të kanalit të sipërm (VT1) ose të poshtëm (VT2) përcaktohet nga logjika e funksionimit të elementeve DD5, DD6 ("2OR-NOT") dhe gjendja e elementeve DD3, DD4 ("2AND"), i cili, nga ana tjetër, , përcaktohet nga gjendja e këmbëzës DD2.
Logjika e funksionimit të elementit 2-OR-NOT, siç dihet, është se një tension i nivelit të lartë (logjik 1) shfaqet në daljen e një elementi të tillë në rastin e vetëm kur nivelet e tensionit të ulët (logjik 0) janë të pranishëm në të dyja inputet e saj. Për kombinime të tjera të mundshme të sinjaleve hyrëse, dalja e elementit 2 OSE-NOT ka një nivel të ulët tensioni (logjik 0). Prandaj, nëse në daljen Q të këmbëzës DD2 ka një logjik 1 (momenti ti i diagramit 5 në Fig. 13), dhe në daljen /Q ka një 0 logjik, atëherë në të dy hyrjet e elementit DD3 (2I ) do të ketë 1 logjik dhe, për rrjedhojë, një 1 logjik do të shfaqet në daljen DD3, dhe për rrjedhojë në një nga hyrjet e elementit DD5 (2OR-NOT) të kanalit të sipërm. Prandaj, pavarësisht nga niveli i sinjalit që arrin në hyrjen e dytë të këtij elementi nga dalja e elementit DD1, gjendja e daljes DD5 do të jetë logjike O, dhe transistori VT1 do të mbetet në gjendje të mbyllur. Gjendja e daljes së elementit DD4 do të jetë logjike 0, sepse logjika 0 është e pranishme në një nga hyrjet e DD4, që vjen atje nga dalja /Q e flip-flopit DD2. Logjika 0 nga dalja e elementit DD4 furnizohet në një nga hyrjet e elementit DD6 dhe bën të mundur që një impuls të kalojë nëpër kanalin e poshtëm. Ky puls i polaritetit pozitiv (logjik 1) do të shfaqet në daljen e DD6, dhe për rrjedhojë në bazën e VT2 gjatë pauzës midis pulseve dalëse të elementit DD1 (d.m.th. për kohën kur ka një 0 logjik në daljen e DD1 - intervali trt2 i diagramit 5, Fig. 13 ). Prandaj, transistori VT2 hapet dhe një puls shfaqet në kolektorin e tij, duke e nxjerrë atë poshtë nga niveli pozitiv (nëse lidhet sipas një qarku me një emetues të përbashkët).
Fillimi i pulsit të ardhshëm të daljes së elementit DD1 (momenti t2 i diagramit 5 në Fig. 13) nuk do të ndryshojë gjendjen e elementeve të rrugës dixhitale të mikroqarkut, me përjashtim të elementit DD6, në daljen e të cilit një Do të shfaqet logjika 0, dhe për këtë arsye transistori VT2 do të mbyllet. Përfundimi i pulsit të daljes DD1 (moment ta) do të shkaktojë një ndryshim në gjendjen e daljeve të këmbëzës DD2 në të kundërtën (logjike 0 - në dalje Q, logjike 1 - në dalje / Q). Prandaj, gjendja e daljeve të elementeve DD3, DD4 do të ndryshojë (në daljen e DD3 - logjike 0, në daljen e DD4 - logjike 1). Pauza që filloi në momentin!3 në daljen e elementit DD1 do të bëjë të mundur hapjen e transistorit VT1 të kanalit të sipërm. Logjika 0 në daljen e elementit DD3 do ta "konfirmojë" këtë mundësi, duke e kthyer atë në pamjen reale të një impulsi zhbllokues bazuar në tranzistorin VT1. Ky impuls zgjat deri në momentin U, pas së cilës VT1 mbyllet dhe proceset përsëriten.
Kështu, ideja kryesore e funksionimit të rrugës dixhitale të mikroqarkut është që kohëzgjatja e pulsit të daljes në kunjat 8 dhe 11 (ose në kunjat 9 dhe 10) përcaktohet nga kohëzgjatja e pauzës midis impulset dalëse të elementit DD1. Elementet DD3, DD4 përcaktojnë kanalin për kalimin e një impulsi duke përdorur një sinjal të nivelit të ulët, pamja e të cilit alternohet në daljet Q dhe /Q të këmbëzës DD2, të kontrolluar nga i njëjti element DD1. Elementet DD5, DD6 janë qarqe të përputhjes së nivelit të ulët.
Për të përfunduar përshkrimin e funksionalitetit të mikrocirkut, duhet të theksohet një veçori më e rëndësishme. Siç shihet nga diagrami funksional në figurë, hyrjet e elementeve DD3, DD4 kombinohen dhe dalin në pinin 13 të mikroqarkut. Prandaj, nëse logjika 1 zbatohet në pinin 13, atëherë elementët DD3, DD4 do të funksionojnë si përsëritës të informacionit nga daljet Q dhe /Q të këmbëzës DD2. Në këtë rast, elementët DD5, DD6 dhe transistorët VT1, VT2 do të kalojnë me një zhvendosje fazore prej gjysmë periudhe, duke siguruar funksionimin e pjesës së fuqisë së UPS-së, e ndërtuar sipas një qarku gjysmë urë shtytëse-tërheqëse. Nëse në pinin 13 aplikohet 0 logjike, atëherë elementët DD3, DD4 do të bllokohen, d.m.th. gjendja e daljeve të këtyre elementeve nuk do të ndryshojë (logjike konstante 0). Prandaj, impulset e daljes së elementit DD1 do të ndikojnë në elementët DD5, DD6 në të njëjtën mënyrë. Elementet DD5, DD6, dhe për këtë arsye transistorët e daljes VT1, VT2, do të kalojnë pa një zhvendosje fazore (njëkohësisht). Kjo mënyrë e funksionimit të mikroqarkut të kontrollit përdoret nëse pjesa e fuqisë së UPS-së është bërë sipas një qarku me një cikël. Në këtë rast, kolektorët dhe emetuesit e të dy tranzistorëve të daljes së mikroqarkut kombinohen me qëllim të rritjes së fuqisë.
Tensioni i daljes përdoret si një njësi logjike "e vështirë" në qarqet shtytëse-tërheqëse
burimi i brendshëm i çipit Uref (pinja 13 e çipit kombinohet me pinin 14).
Tani le të shohim funksionimin e qarkut analog të mikroqarkut.
Gjendja e daljes DD1 përcaktohet nga sinjali dalës i krahasuesit PWM DA2 (diagrami 4), i dhënë në një nga hyrjet DD1. Sinjali i daljes së krahasuesit DA1 (Diagrami 2), i dhënë në hyrjen e dytë të DD1, nuk ndikon në gjendjen e daljes DD1 në funksionimin normal, i cili përcaktohet nga impulset më të gjera të daljes së krahasuesit PWM DA2.
Përveç kësaj, nga diagramet në figurën 13 është e qartë se kur niveli i tensionit ndryshon në hyrjen jo-invertuese të krahasuesit PWM (diagrami 3), gjerësia e pulseve të daljes së mikroqarkut (diagramet 12, 13) do të ndryshojnë proporcionalisht. Në funksionimin normal, niveli i tensionit në hyrjen jo-invertuese të krahasuesit PWM DA2 përcaktohet vetëm nga voltazhi i daljes së amplifikatorit të gabimit DA3 (pasi tejkalon tensionin e daljes së amplifikatorit DA4), i cili varet nga niveli i sinjal feedback në hyrjen e tij jo-invertuese (pin 1 e mikroqarkut). Prandaj, kur një sinjal reagimi aplikohet në pinin 1 të mikroqarkut, gjerësia e pulseve të kontrollit të daljes do të ndryshojë në përpjesëtim me ndryshimin në nivelin e këtij sinjali reagimi, i cili, nga ana tjetër, ndryshon në proporcion me ndryshimet në nivel të tensionit të daljes së UPS-së, sepse Reagimet vijnë nga atje.
Intervalet kohore midis pulseve të daljes në kunjat 8 dhe 11 të mikroqarkut, kur të dy transistorët e daljes VT1 dhe VT2 janë të mbyllura, quhen "zona të vdekura".
Krahasuesi DA1 quhet krahasues i "zonës së vdekur", sepse përcakton kohëzgjatjen minimale të mundshme. Le ta shpjegojmë këtë në më shumë detaje.
Nga diagramet e kohës në Fig. 13 rezulton se nëse gjerësia e pulseve dalëse të krahasuesit PWM DA2 zvogëlohet për ndonjë arsye, atëherë duke filluar nga një gjerësi e caktuar e këtyre pulseve, pulset e daljes së krahasuesit DA1 do të bëhen më të gjera se impulset dalëse të krahasuesit PWM DA2 dhe fillojnë të përcaktojnë gjendjen e daljes së elementit logjik DD1, dhe për këtë arsye. gjerësia e pulseve të daljes së mikroqarkut. Me fjalë të tjera, krahasuesi DA1 kufizon gjerësinë e impulseve të daljes së mikroqarkut në një nivel të caktuar maksimal. Niveli i kufizimit përcaktohet nga potenciali në hyrjen jo-invertuese të krahasuesit DA1 (pin 4 e mikroqarkut) në gjendje të qëndrueshme. Megjithatë, nga ana tjetër, potenciali në pin 4 do të përcaktojë gamën e rregullimit të gjerësisë së impulseve të daljes së mikroqarkut. Ndërsa potenciali në pin 4 rritet, kjo gamë ngushtohet. Gama më e gjerë e rregullimit merret kur potenciali në pin 4 është 0.
Sidoqoftë, në këtë rast ekziston një rrezik që lidhet me faktin se gjerësia e "zonës së vdekur" mund të bëhet e barabartë me 0 (për shembull, në rastin e një rritje të konsiderueshme të rrymës së konsumuar nga UPS). Kjo do të thotë që pulset e kontrollit në kunjat 8 dhe 11 të mikroqarkullimit do të ndjekin drejtpërdrejt njëri-tjetrin. Prandaj, mund të lindë një situatë e njohur si "prishje e raftit". Shpjegohet nga inercia e transistorëve të fuqisë së inverterit, të cilët nuk mund të hapen dhe mbyllen menjëherë. Prandaj, nëse njëkohësisht aplikoni një sinjal mbylljeje në bazën e një transistori të hapur më parë dhe një sinjal zhbllokues në bazën e një tranzistori të mbyllur (d.m.th., me një "zonë të vdekur" zero), atëherë do të merrni një situatë ku një transistor nuk është mbyllur ende, dhe tjetra është tashmë e hapur. Pastaj ndodh një prishje përgjatë stinës së transistorit të gjysmë urës, e cila konsiston në rrjedhën e rrymës përmes të dy transistorëve. Kjo rrymë, siç mund të shihet nga diagrami në Fig. 5, anashkalon dredha-dredha parësore të transformatorit të fuqisë dhe është praktikisht e pakufizuar. Mbrojtja aktuale nuk funksionon në këtë rast, sepse rryma nuk rrjedh nëpër sensorin aktual (nuk tregohet në diagram; dizajni dhe parimi i funksionimit të sensorëve aktualë të përdorur do të diskutohen në detaje në seksionet vijuese), që do të thotë se ky sensor nuk mund të nxjerrë një sinjal në qarkun e kontrollit. Prandaj, rryma e përçuar arrin një vlerë shumë të madhe në një periudhë shumë të shkurtër kohore. Kjo çon në një rritje të mprehtë të fuqisë së lëshuar në të dy transistorët e fuqisë dhe një dështim pothuajse të menjëhershëm (zakonisht prishje). Përveç kësaj, diodat e urës ndreqës të energjisë mund të dëmtohen nga një rrymë e përçuar. Ky proces përfundon me fryrjen e siguresës së rrjetit, e cila, për shkak të inercisë së saj, nuk ka kohë të mbrojë elementët e qarkut, por vetëm mbron rrjetin primar nga mbingarkesa.
Prandaj tensioni i kontrollit; furnizuar në bazat e tranzistorëve të fuqisë duhet të formohet në atë mënyrë që së pari njëri prej këtyre transistorëve të mbyllet në mënyrë të besueshme dhe vetëm atëherë të hapet tjetri. Me fjalë të tjera, midis pulseve të kontrollit të furnizuar në bazat e transistorëve të fuqisë duhet të ketë një zhvendosje kohore që nuk është e barabartë me zero ("zona e vdekur"). Kohëzgjatja minimale e lejuar e "zonës së vdekur" përcaktohet nga inercia e transistorëve të përdorur si ndërprerës të energjisë.
Arkitektura e mikroqarkut ju lejon të rregulloni kohëzgjatjen minimale të "zonës së vdekur" duke përdorur potencialin në pinin 4 të mikroqarkut. Ky potencial vendoset duke përdorur një ndarës të jashtëm të lidhur me autobusin e tensionit në dalje të burimit të brendshëm të referencës së mikroqarkut Uref.
Disa versione të UPS nuk kanë një ndarës të tillë. Kjo do të thotë që pas përfundimit të procesit të fillimit të butë (shih më poshtë), potenciali në pinin 4 të mikroqarkullimit bëhet i barabartë me 0. Në këto raste, kohëzgjatja minimale e mundshme e "zonës së vdekur" nuk do të jetë ende e barabartë me 0. por do të përcaktohet nga burimi i brendshëm i tensionit DA7 (0, 1B), i cili është i lidhur me hyrjen jo-invertuese të krahasuesit DA1 me polin e tij pozitiv dhe me pinin 4 të mikroqarkut me polin e tij negativ. Kështu, falë përfshirjes së këtij burimi, gjerësia e pulsit të daljes së krahasuesit DA1, dhe për rrjedhojë gjerësia e "zonës së vdekur", në asnjë rrethanë nuk mund të bëhet e barabartë me 0, që do të thotë se "prishja përgjatë raftit" do të jetë thelbësisht e pamundur. Me fjalë të tjera, arkitektura e mikrocirkut përfshin një kufizim në kohëzgjatjen maksimale të pulsit të daljes së tij (kohëzgjatja minimale e "zonës së vdekur"). Nëse ka një ndarës të lidhur me pinin 4 të mikroqarkut, atëherë pas një fillimi të butë, potenciali i këtij pini nuk është i barabartë me 0, prandaj gjerësia e pulseve të daljes së krahasuesit DA1 përcaktohet jo vetëm nga burimi i brendshëm DA7, por edhe nga potenciali i mbetur (pas përfundimit të procesit të fillimit të butë) në pinin 4. Megjithatë, në të njëjtën kohë, siç u përmend më lart, ngushtohet diapazoni dinamik i rregullimit të gjerësisë së krahasuesit PWM DA2.

DIAGRAMI I FILLIMIT

Qarku i nisjes është projektuar për të marrë tensionin që mund të përdoret për të fuqizuar mikroqarkun e kontrollit në mënyrë që ta nisë atë pasi të jetë ndezur IVP në rrjetin e furnizimit. Prandaj, fillimi nënkupton fillimin e fillimit të mikroqarkut të kontrollit, pa të cilin funksionimi normal i seksionit të energjisë dhe i gjithë qarkut UPS në tërësi është i pamundur.
Qarku i nisjes mund të ndërtohet në dy mënyra të ndryshme:
me vetë-ngacmim;
me stimulim të detyruar.
Një qark vetë-ngacmues përdoret, për shembull, në UPS-në GT-150W (Fig. 14). Tensioni i korrigjuar i rrjetit Uep furnizohet me ndarësin rezistent R5, R3, R6, R4, i cili është baza për të dy transistorët e çelësit të energjisë Q1, Q2. Prandaj, përmes transistorëve, nën ndikimin e tensionit total në kondensatorët C5, C6 (Uep), një rrymë bazë fillon të rrjedhë nëpër qark (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - "tela e përbashkët" e anës parësore - (-)C6.
Të dy transistorët hapen pak nga kjo rrymë. Si rezultat, rrymat me drejtime reciproke të kundërta fillojnë të rrjedhin nëpër seksionet e kolektorit-emetuesit të të dy transistorëve përgjatë qarqeve:
përmes Q1: (+)C5 - autobus +310 V - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
përmes Q2: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - "tel i përbashkët" i anës parësore - (-)C6.

Figura 14. Diagrami i vetë-ngacmimit të fillimit të UPS-së GT-150W.

Nëse të dy rrymat që rrjedhin nëpër kthesat shtesë (nisëse) 5-6 T1 në drejtime të kundërta do të ishin të barabarta, atëherë rryma që rezulton do të ishte 0 dhe qarku nuk do të mund të fillonte.
Megjithatë, për shkak të përhapjes teknologjike të faktorëve të amplifikimit aktual të transistorëve Q1, Q2, njëra nga këto rryma është gjithmonë më e madhe se tjetra, sepse transistorët janë pak të hapur në shkallë të ndryshme. Prandaj, rryma që rezulton nëpër kthesat 5-6 T1 nuk është e barabartë me 0 dhe ka një drejtim ose një tjetër. Le të supozojmë se rryma përmes tranzistorit Q1 mbizotëron (d.m.th., Q1 është më e hapur se Q2) dhe, për rrjedhojë, rryma rrjedh në drejtim nga pin 5 në pin 6 të T1. Arsyetimi i mëtejshëm bazohet në këtë supozim.
Sidoqoftë, me drejtësi, duhet të theksohet se rryma përmes transistorit Q2 gjithashtu mund të jetë mbizotëruese, dhe më pas të gjitha proceset e përshkruara më poshtë do të lidhen me tranzitorin Q2.
Rrjedha e rrymës nëpër kthesat 5-6 të T1 shkakton shfaqjen e një EMF të induksionit të ndërsjellë në të gjitha mbështjelljet e transformatorit të kontrollit T1. Në këtë rast, (+) EMF ndodh në pinin 4 në lidhje me pinin 5 dhe një rrymë shtesë derdhet në bazën Q1 nën ndikimin e këtij EMF, duke e hapur atë paksa përmes qarkut: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
Në të njëjtën kohë, (-) EMF shfaqet në pinin 7 të T1 në lidhje me pinin 8, d.m.th. polariteti i këtij EMF rezulton të jetë bllokues për Q2 dhe mbyllet. Më pas, reagimet pozitive (POF) hyjnë në lojë. Efekti i tij është se ndërsa rryma rritet përmes seksionit të kolektorit-emiter Q1 dhe kthehet në 5-6 T1, një EMF në rritje vepron në mbështjelljen 4-5 T1, e cila, duke krijuar një rrymë shtesë bazë për Q1, e hap atë në një masë edhe më të madhe. . Ky proces zhvillohet si një ortek (shumë shpejt) dhe çon në hapjen e plotë të Q1 dhe mbylljen e Q2. Një rrymë në rritje lineare fillon të rrjedhë përmes Q1 të hapur dhe mbështjelljes parësore 1-2 të transformatorit të pulsit të fuqisë T2, i cili shkakton shfaqjen e një impulsi EMF të induksionit të ndërsjellë në të gjitha mbështjelljet e T2. Një impuls nga mbështjellja 7-5 T2 ngarkon kapacitetin e ruajtjes C22. Një tension shfaqet në C22, i cili furnizohet si një furnizim në pinin 12 të çipit të kontrollit të tipit TL494 IC1 dhe në fazën e përputhjes. Mikroqarku fillon dhe gjeneron sekuenca pulsi drejtkëndëshe në kunjat e tij 11, 8, me të cilat çelsat e fuqisë Q1, Q2 fillojnë të kalojnë nëpër fazën e përputhjes (Q3, Q4, T1). Pulsi EMF i nivelit nominal shfaqet në të gjitha mbështjelljet e transformatorit të fuqisë T2. Në këtë rast, EMF nga mbështjelljet 3-5 dhe 7-5 vazhdimisht ushqen C22, duke mbajtur një nivel konstant të tensionit në të (rreth +27V). Me fjalë të tjera, mikroqarku fillon të fuqizojë veten përmes unazës së reagimit (vetëushqyerja). Njësia hyn në modalitetin e funksionimit. Tensioni i furnizimit të mikroqarkut dhe faza e përputhjes është ndihmëse, vepron vetëm brenda bllokut dhe zakonisht quhet Upom.
Ky qark mund të ketë disa ndryshime, si p.sh. në furnizimin me energji komutuese LPS-02-150XT (i prodhuar në Tajvan) për kompjuterin Mazovia CM1914 (Fig. 15). Në këtë qark, shtysa fillestare për zhvillimin e procesit të fillimit merret duke përdorur një ndreqës të veçantë gjysmëvalë D1, C7, i cili fuqizon ndarësin rezistent bazë për ndërprerësit e energjisë në gjysmë-ciklin e parë pozitiv të rrjetit. Kjo përshpejton procesin e nisjes sepse... zhbllokimi fillestar i njërit prej çelësave ndodh paralelisht me karikimin e kondensatorëve zbutës me kapacitet të lartë. Përndryshe, skema funksionon në mënyrë të ngjashme me atë të diskutuar më sipër.

Figura 15. Qarku i nisjes vetë-ngacmuar në furnizimin me energji komutuese LPS-02-150XT

Kjo skemë përdoret, për shembull, në UPS PS-200B nga LING YIN GROUP (Tajvan).
Dredha-dredha kryesore e transformatorit të posaçëm fillestar T1 ndizet në gjysmën e tensionit të rrjetit (me një vlerë nominale 220 V) ose në tension të plotë (me një vlerë nominale prej 110 V). Kjo është bërë për arsye që amplituda e tensionit të alternuar në mbështjelljen dytësore T1 të mos varet nga vlerësimi i rrjetit të furnizimit. Kur UPS është i ndezur, rryma alternative rrjedh nëpër mbështjelljen kryesore T1. Prandaj, një EMF sinusoidale alternative me frekuencën e rrjetit të furnizimit induktohet në mbështjelljen dytësore 3-4 T1. Rryma që rrjedh nën ndikimin e këtij EMF korrigjohet nga një qark urë speciale në diodat D3-D6 dhe zbutet nga kondensatori C26. Një tension konstant prej rreth 10-11V lëshohet në C26, i cili furnizohet si një furnizim në pinin 12 të mikroqarkut të kontrollit të tipit TL494 U1 dhe në fazën e përputhjes. Paralelisht me këtë proces, ngarkohen kondensatorët e filtrit anti-aliasing. Prandaj, me kohën kur energjia furnizohet në mikroqark, stadi i energjisë gjithashtu aktivizohet. Mikroqarku fillon dhe fillon të gjenerojë sekuenca pulsesh drejtkëndëshe në kunjat e tij 8, 11, me të cilat çelsat e energjisë fillojnë të kalojnë nëpër fazën e përputhjes. Si rezultat, shfaqen tensionet e daljes së bllokut. Pas hyrjes në modalitetin e vetë-ushqyerjes, mikroqarku furnizohet me energji nga autobusi i tensionit të daljes +12V përmes diodës shkëputëse D8. Meqenëse ky tension vetë-ushqyes është pak më i lartë se voltazhi i daljes së ndreqësit D3-D5, diodat e këtij ndreqësi fillestar janë të bllokuara dhe më pas nuk ndikon në funksionimin e qarkut.
Nevoja për reagime nëpërmjet diodës D8 është opsionale. Në disa qarqe UPS që përdorin ngacmim të detyruar, nuk ka një lidhje të tillë. Mikroqarku i kontrollit dhe faza e përputhjes furnizohen nga dalja e ndreqësit fillestar gjatë gjithë kohës së funksionimit. Sidoqoftë, niveli i valëzimit në autobusin Upom në këtë rast është pak më i lartë se në rastin e fuqizimit të mikroqarkut nga autobusi i tensionit të daljes +12V.
Për të përmbledhur përshkrimin e skemave të nisjes, mund të vërejmë tiparet kryesore të ndërtimit të tyre. Në një qark të vetë-ngacmuar, transistorët e fuqisë fillimisht ndërrohen, duke rezultuar në shfaqjen e një tensioni furnizimi për çipin Upom. Në një qark me ngacmim të detyruar, së pari merret Upom, dhe si rezultat, ndërrohen transistorët e fuqisë. Për më tepër, në qarqet e vetë-ngacmuara, tensioni Upom është zakonisht rreth +26V, dhe në qarqet me ngacmim të detyruar është rreth +12V.
Një qark me ngacmim të detyruar (me një transformator të veçantë) është paraqitur në Fig. 16.

Figura 16. Qarku i ndezjes me ngacmim të detyruar të furnizimit me energji komutuese PS-200B (GRUPI LING YIN).

KASKADË PËRSHTATJE

Një fazë përputhëse përdoret për të përputhur dhe shkëputur fazën e daljes me fuqi të lartë nga qarqet e kontrollit me fuqi të ulët.
Skemat praktike për ndërtimin e një kaskade të përshtatshme në UPS të ndryshme mund të ndahen në dy opsione kryesore:
versioni i tranzistorit, ku transistorët e jashtëm diskrete përdoren si ndërprerës;
Versioni pa transistor, ku transistorët dalës të vetë çipit të kontrollit VT1, VT2 (në versionin e integruar) përdoren si çelësa.
Për më tepër, një veçori tjetër me të cilën mund të klasifikohen fazat e përputhjes është metoda e kontrollit të transistorëve të fuqisë së një inverteri gjysmë urë. Bazuar në këtë veçori, të gjitha kaskadat që përputhen mund të ndahen në:
kaskada me kontroll të përbashkët, ku të dy transistorët e fuqisë kontrollohen duke përdorur një transformator kontrolli të përbashkët, i cili ka një mbështjellje primare dhe dy sekondare;
kaskada me kontroll të veçantë, ku secili nga transistorët e fuqisë kontrollohet duke përdorur një transformator të veçantë, d.m.th. Ekzistojnë dy transformatorë kontrolli në fazën e përputhjes.
Bazuar në të dy klasifikimet, kaskada e përputhjes mund të kryhet në një nga katër mënyrat:
transistor me kontroll të përgjithshëm;
tranzistor me kontroll të veçantë;
pa transistor me kontroll të përgjithshëm;
pa tranzistor me kontroll të veçantë.
Fazat e tranzistorit me kontroll të veçantë përdoren rrallë ose nuk përdoren fare. Autorët nuk patën mundësinë të takonin një mishërim të tillë të kaskadës së përputhjes. Tre opsionet e tjera janë pak a shumë të zakonshme.
Në të gjitha variantet, komunikimi me fazën e energjisë kryhet duke përdorur një metodë transformatori.
Në këtë rast, transformatori kryen dy funksione kryesore: amplifikimin e sinjalit të kontrollit në aspektin e rrymës (për shkak të dobësimit në tension) dhe izolimin galvanik. Izolimi galvanik është i nevojshëm sepse çipi i kontrollit dhe faza e përputhjes janë në anën dytësore, dhe faza e energjisë është në anën parësore të UPS-së.
Le të shqyrtojmë funksionimin e secilit prej opsioneve të kaskadës përkatëse të përmendura duke përdorur shembuj specifikë.
Në një qark transistor me kontroll të përbashkët, një përforcues parafuqish i transformatorit shtytës-tërheqës në transistorët Q3 dhe Q4 përdoret si një fazë përputhëse (Fig. 17).

Figura 17. Faza e përputhjes së furnizimit me energji komutuese KYP-150W (qarku i tranzistorit me kontroll të përbashkët).

Figura 18. Forma reale e impulseve në kolektorë

Rrymat nëpër diodat D7 dhe D9, që rrjedhin nën ndikimin e energjisë magnetike të ruajtur në bërthamën DT, kanë formën e një eksponenciali të kalbur. Në bërthamën DT, gjatë rrjedhës së rrymave nëpër diodat D7 dhe D9, vepron një fluks magnetik në ndryshim (në rënie), i cili shkakton shfaqjen e pulseve EMF në mbështjelljet e tij sekondare.
Dioda D8 eliminon ndikimin e fazës së përputhjes në çipin e kontrollit përmes autobusit të përbashkët të energjisë.
Një lloj tjetër i fazës së përputhjes së tranzistorit me kontrollin e përgjithshëm përdoret në furnizimin me energji komutuese ESAN ESP-1003R (Fig. 19). Karakteristika e parë e këtij opsioni është se transistorët e daljes VT1, VT2 të mikroqarkullimit përfshihen si pasues emetues. Sinjalet e daljes hiqen nga kunjat 9 dhe 10 të mikroqarkut. Rezistorët R17, R16 dhe R15, R14 janë ngarkesa emetuese të transistorëve VT1 dhe VT2, respektivisht. Të njëjtat rezistorë formojnë ndarësit bazë për transistorët Q3, Q4, të cilët funksionojnë në modalitetin e ndërprerësit. Kapacitetet C13 dhe C12 janë të detyruara dhe ndihmojnë në përshpejtimin e proceseve të ndërrimit të transistorëve Q3, Q4. Karakteristika e dytë karakteristike e kësaj kaskade është se mbështjellja kryesore e transformatorit të kontrollit DT nuk ka dalje nga pika e mesme dhe është e lidhur midis kolektorëve të transistorëve Q3, Q4. Kur hapet transistori dalës VT1 i çipit të kontrollit, ndarësi R17, R16, i cili është baza për transistorin Q3, aktivizohet me tension Upom. Prandaj, rryma rrjedh nëpër kryqëzimin e kontrollit Q3 dhe hapet. Përshpejtimi i këtij procesi lehtësohet nga kapaciteti i detyruar C13, i cili furnizon bazën Q3 me një rrymë zhbllokuese që është 2-2,5 herë më e lartë se vlera e vendosur. Rezultati i hapjes Q3 është që mbështjellja kryesore 1-2 DT është e lidhur me kutinë me pinin e saj 1. Meqenëse transistori i dytë Q4 është i kyçur, një rrymë në rritje fillon të rrjedhë përmes dredha-dredha kryesore DT përgjatë qarkut: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - strehimi.

Figura 19. Faza e përputhjes së furnizimit me energji komutuese ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (qark transistor me kontroll të përbashkët).

Impulset drejtkëndore EMF shfaqen në mbështjelljet dytësore 3-4 dhe 5-6 DT. Drejtimi i mbështjelljes së mbështjelljeve sekondare DT është i ndryshëm. Prandaj, një nga transistorët e fuqisë (që nuk tregohet në diagram) do të marrë një impuls bazë hapëse, dhe tjetri do të marrë një impuls mbyllës. Kur VT1 i çipit të kontrollit mbyllet ndjeshëm, Q3 gjithashtu mbyllet ashpër pas tij. Përshpejtimi i procesit të mbylljes lehtësohet nga kapaciteti i detyruar C13, voltazhi nga i cili aplikohet në kryqëzimin bazë-emiter Q3 në polaritetin e mbylljes. Pastaj "zona e vdekur" zgjat kur të dy transistorët e daljes së mikroqarkullimit janë të mbyllura. Më pas, hapet tranzistori i daljes VT2, që do të thotë se ndarësi R15, R14, i cili është baza për transistorin e dytë Q4, mundësohet nga tensioni Upom. Prandaj, Q4 hapet dhe dredha-dredha kryesore 1-2 DT lidhet me strehën në skajin tjetër të saj (pin 2), kështu që një rrymë në rritje fillon të rrjedhë përmes saj në drejtim të kundërt me rastin e mëparshëm përgjatë qarkut: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "kornizë".
Prandaj, polariteti i pulseve në mbështjelljet sekondare të DT ndryshon, dhe tranzistori i dytë i fuqisë do të marrë pulsin e hapjes, dhe një impuls i polaritetit mbyllës do të veprojë në bazë të të parit. Kur VT2 i çipit të kontrollit mbyllet ashpër, Q4 gjithashtu mbyllet ashpër pas tij (duke përdorur kapacitetin e detyruar C12). Pastaj "zona e vdekur" vazhdon përsëri, pas së cilës proceset përsëriten.
Kështu, ideja kryesore pas funksionimit të kësaj kaskade është që një fluks magnetik i alternuar në bërthamën DT mund të merret për shkak të faktit se dredha-dredha kryesore DT është e lidhur me strehimin në një skaj ose në tjetrin. Prandaj, rryma alternative rrjedh përmes saj pa një komponent të drejtpërdrejtë me një furnizim unipolar.
Në versionet pa transistor të fazave të përputhjes së UPS-së, transistorët e daljes VT1, VT2 të mikroqarkullimit të kontrollit përdoren si transistorë të fazës së përputhjes, siç u përmend më herët. Në këtë rast, nuk ka transistorë diskrete të fazës që përputhen.
Një qark pa transistor me kontroll të përgjithshëm përdoret, për shembull, në qarkun UPS PS-200V. Tranzistorët e daljes së mikroqarkut VT1, VT2 ngarkohen përgjatë kolektorëve nga gjysmë-mbështjelljet kryesore të transformatorit DT (Fig. 20). Fuqia furnizohet në mes të dredha-dredha kryesore DT.

Figura 20. Faza e përputhjes së furnizimit me energji komutuese PS-200B (qarku pa transistor me kontroll të përbashkët).

Kur hapet tranzistori VT1, një rrymë në rritje rrjedh përmes këtij transistori dhe gjysmë-dredha-dredha 1-2 të transformatorit të kontrollit DT. Impulset e kontrollit shfaqen në mbështjelljet dytësore të DT, duke pasur një polaritet të tillë që një nga transistorët e fuqisë së inverterit hapet dhe tjetri mbyllet. Në fund të pulsit, VT1 mbyllet ashpër, rryma përmes gjysmë-dredha-dredha 1-2 DT ndalon të rrjedhë, kështu që EMF në mbështjelljet sekondare DT zhduket, gjë që çon në mbylljen e transistorëve të energjisë. Tjetra, "zona e vdekur" zgjat kur të dy transistorët e daljes VT1, VT2 të mikroqarkullimit janë të mbyllur dhe asnjë rrymë nuk rrjedh nëpër dredha-dredha kryesore DT. Tjetra, hapet transistori VT2, dhe rryma, duke u rritur me kalimin e kohës, rrjedh përmes këtij tranzistor dhe gjysmë-dredha-dredha 2-3 DT. Fluksi magnetik i krijuar nga kjo rrymë në bërthamën DT ka drejtim të kundërt me rastin e mëparshëm. Prandaj, një EMF me polaritet të kundërt me rastin e mëparshëm shkaktohet në mbështjelljet sekondare DT. Si rezultat, hapet transistori i dytë i inverterit gjysmë urë, dhe në bazën e të parit, pulsi ka një polaritet që e mbyll atë. Kur VT2 i çipit të kontrollit mbyllet, rryma përmes saj dhe dredha-dredha kryesore DT ndalon. Prandaj, EMF në mbështjelljet sekondare DT zhduket, dhe transistorët e fuqisë së inverterit mbyllen përsëri. Pastaj "zona e vdekur" vazhdon përsëri, pas së cilës proceset përsëriten.
Ideja kryesore e ndërtimit të kësaj kaskade është që një fluks magnetik i alternuar në bërthamën e transformatorit të kontrollit mund të merret duke furnizuar energji në pikën e mesme të mbështjelljes parësore të këtij transformatori. Prandaj, rrymat rrjedhin nëpër gjysmë-mbështjellje me të njëjtin numër kthesash në drejtime të ndryshme. Kur të dy transistorët e daljes së mikroqarkut janë të mbyllur ("zona të vdekura"), fluksi magnetik në bërthamën DT është i barabartë me 0. Hapja alternative e transistorëve shkakton shfaqjen alternative të fluksit magnetik në njërën ose tjetrën gjysmë-dredha. Fluksi magnetik që rezulton në bërthamë është i ndryshueshëm.
E fundit nga këto varietete (qarku pa transistor me kontroll të veçantë) përdoret, për shembull, në UPS-në e kompjuterit Appis (Peru). Në këtë qark ekzistojnë dy transformatorë kontrolli DT1, DT2, gjysmë-mbështjelljet kryesore të të cilëve janë ngarkesa kolektore për transistorët e daljes së mikroqarkut (Fig. 21). Në këtë skemë, secili nga dy çelsat e fuqisë kontrollohet përmes një transformatori të veçantë. Fuqia furnizohet me kolektorët e transistorëve dalës të mikroqarkullimit nga autobusi i zakonshëm Upom përmes pikave të mesit të mbështjelljes primare të transformatorëve të kontrollit DT1, DT2.
Diodat D9, D10 me pjesët përkatëse të mbështjelljeve primare DT1, DT2 formojnë qarqet e demagnetizimit të bërthamës. Le ta shohim këtë çështje në mënyrë më të detajuar.

Figura 21. Faza e përputhjes së furnizimit me energji komutuese "Appis" (qarku pa transistor me kontroll të veçantë).

Faza e përputhjes (Fig. 21) është në thelb dy konvertues të pavarur përpara me një skaj, sepse rryma e hapjes derdhet në bazën e tranzistorit të fuqisë gjatë gjendjes së hapur të tranzistorit të përputhjes, d.m.th. transistori i përshtatshëm dhe tranzistori i fuqisë i lidhur me të përmes një transformatori janë të hapur njëkohësisht. Në këtë rast, të dy transformatorët e pulsit DT1, DT2 funksionojnë me një komponent konstant të rrymës së mbështjelljes primare, d.m.th. me magnetizim të detyruar. Nëse nuk merren masa të veçanta për demagnetizimin e bërthamave, ato do të hyjnë në ngopje magnetike gjatë disa periudhave të funksionimit të konvertuesit, gjë që do të çojë në një ulje të ndjeshme të induktivitetit të mbështjelljeve primare dhe dështim të transistorëve kalues ​​VT1, VT2. Le të shqyrtojmë proceset që ndodhin në konvertuesin në transistorin VT1 dhe transformatorin DT1. Kur hapet transistori VT1, një rrymë në rritje lineare rrjedh nëpër të dhe mbështjellja kryesore 1-2 DT1 përgjatë qarkut: Upom -2-1 DT1 - qark VT1 - "rast".
Kur pulsi i zhbllokimit në bazën e VT1 përfundon, ai mbyllet papritur. Rryma përmes mbështjelljes 1-2 të DT1 ndalon. Sidoqoftë, EMF në mbështjelljen demagnetizuese 2-3 DT1 ndryshon polaritetin, dhe rryma e bërthamës demagnetizuese DT1 rrjedh përmes kësaj dredha-dredha dhe diodës D10 përmes qarkut: 2 DT1 - Upom - C9 - "trupi" - D10-3DT1.
Kjo rrymë është në rënie lineare, d.m.th. derivati ​​i fluksit magnetik përmes bërthamës DT1 ndryshon shenjën dhe bërthama çmagnetizohet. Kështu, gjatë këtij cikli të kundërt, energjia e tepërt e ruajtur në bërthamën DT1 gjatë gjendjes së hapur të tranzistorit VT1 kthehet në burim (kondensatori i ruajtjes C9 i autobusit Upom është rimbushur).
Megjithatë, ky opsion për zbatimin e kaskadës së përputhjes është më pak i preferueshëm, sepse të dy transformatorët DT1, DT2 funksionojnë me mospërdorim në induksion dhe me një komponent konstant të rrymës së mbështjelljes primare. Kthimi i magnetizimit të bërthamave DT1, DT2 ndodh në një cikël privat, duke mbuluar vetëm vlerat pozitive të induksionit. Për shkak të kësaj, flukset magnetike në bërthama rezultojnë të jenë pulsuese, d.m.th. përmbajnë një komponent konstant. Kjo çon në rritjen e parametrave të peshës dhe madhësisë së transformatorëve DT1, DT2 dhe, përveç kësaj, krahasuar me opsionet e tjera të kaskadës që përputhen, këtu kërkohen dy transformatorë në vend të një.