SWITCH POWER SUPPLY PARA SA TL494 AT IR2110

Karamihan sa mga nagko-convert ng boltahe ng automotive at network ay batay sa isang dalubhasang TL494 controller, at dahil ito ang pangunahing isa, magiging hindi patas na hindi maikling pag-usapan ang prinsipyo ng pagpapatakbo nito.
Ang TL494 controller ay isang plastic na pakete ng DIP16 (mayroon ding mga opsyon sa isang planar na pakete, ngunit hindi ito ginagamit sa mga disenyong ito). Ang functional diagram ng controller ay ipinapakita sa Fig. 1.

Figure 1 - Block diagram ng TL494 chip.

Tulad ng makikita mula sa figure, ang TL494 microcircuit ay may napakahusay na mga control circuit, na ginagawang posible na bumuo ng mga converter sa batayan nito upang umangkop sa halos anumang mga kinakailangan, ngunit una ng ilang mga salita tungkol sa mga functional unit ng controller.
Mga ION circuit at proteksyon laban sa undervoltage. Ang circuit ay lumiliko kapag ang kapangyarihan ay umabot sa threshold na 5.5..7.0 V (karaniwang halaga 6.4V). Hanggang sa sandaling ito, ipinagbabawal ng mga internal control bus ang pagpapatakbo ng generator at ang lohikal na bahagi ng circuit. Ang walang-load na kasalukuyang sa supply boltahe +15V (output transistors ay hindi pinagana) ay hindi hihigit sa 10 mA. Ang ION +5V (+4.75..+5.25 V, ang pag-stabilize ng output na hindi mas malala kaysa +/- 25mV) ay nagbibigay ng dumadaloy na kasalukuyang hanggang 10 mA. Ang ION ay maaari lamang palakasin gamit ang isang NPN emitter follower (tingnan ang TI pp. 19-20), ngunit ang boltahe sa output ng naturang "stabilizer" ay lubos na magdedepende sa load current.
Generator bumubuo ng boltahe ng sawtooth na 0..+3.0V (ang amplitude ay itinakda ng ION) sa timing capacitor Ct (pin 5) para sa TL494 Texas Instruments at 0...+2.8V para sa TL494 Motorola (ano ang magagawa natin asahan mula sa iba?), ayon sa pagkakabanggit, para sa TI F =1.0/(RtCt), para sa Motorola F=1.1/(RtCt).
Pinapayagan ang mga frequency ng pagpapatakbo mula 1 hanggang 300 kHz, na may inirerekomendang hanay na Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. Sa kasong ito, ang tipikal na temperatura drift ng frequency ay (siyempre, nang hindi isinasaalang-alang ang drift ng mga nakalakip na bahagi) +/-3%, at ang frequency drift depende sa supply boltahe ay nasa loob ng 0.1% sa buong pinapayagang saklaw.
Para sa remote shutdown generator, maaari kang gumamit ng panlabas na key para i-short-circuit ang Rt input (6) sa ION output, o short-circuit Ct sa ground. Siyempre, ang paglaban sa pagtagas ng bukas na switch ay dapat isaalang-alang kapag pumipili ng Rt, Ct.
Input ng control phase ng pahinga (duty factor) sa pamamagitan ng rest phase comparator ay nagtatakda ng kinakailangang minimum na pag-pause sa pagitan ng mga pulso sa mga braso ng circuit. Ito ay kinakailangan kapwa upang maiwasan ang kasalukuyang sa mga yugto ng kapangyarihan sa labas ng IC, at para sa matatag na operasyon ng trigger - ang oras ng paglipat ng digital na bahagi ng TL494 ay 200 ns. Ang output signal ay pinagana kapag ang saw ay lumampas sa boltahe sa control input 4 (DT) ng Ct. Sa mga frequency ng orasan na hanggang 150 kHz na may zero control voltage, ang resting phase = 3% ng period (katumbas na bias ng control signal na 100..120 mV), sa mataas na frequency ang built-in correction ay nagpapalawak ng resting phase sa 200. .300 ns.
Gamit ang DT input circuit, maaari kang magtakda ng fixed rest phase (R-R divider), soft start mode (R-C), remote shutdown (key), at gumamit din ng DT bilang linear control input. Ang input circuit ay binuo gamit ang PNP transistors, kaya ang input current (hanggang 1.0 μA) ay dumadaloy palabas ng IC sa halip na papunta dito. Ang kasalukuyang ay medyo malaki, kaya ang mga resistor na may mataas na pagtutol (hindi hihigit sa 100 kOhm) ay dapat na iwasan. Tingnan ang TI, pahina 23 para sa isang halimbawa ng surge protection gamit ang TL430 (431) 3-lead zener diode.
Mga Error Amplifier - sa katunayan, ang mga operational amplifier na may Ku = 70..95 dB sa pare-parehong boltahe (60 dB para sa maagang serye), Ku = 1 sa 350 kHz. Ang mga input circuit ay binuo gamit ang PNP transistors, kaya ang input current (hanggang 1.0 μA) ay dumadaloy palabas ng IC sa halip na papunta dito. Ang kasalukuyang ay medyo malaki para sa op-amp, ang bias boltahe ay mataas din (hanggang sa 10 mV), kaya ang mga resistor na may mataas na pagtutol sa mga control circuit (hindi hihigit sa 100 kOhm) ay dapat na iwasan. Ngunit salamat sa paggamit ng pnp inputs, ang input voltage range ay mula -0.3V hanggang Vsupply-2V
Kapag gumagamit ng isang RC frequency-dependent na OS, dapat mong tandaan na ang output ng mga amplifier ay talagang single-ended (series diode!), kaya sisingilin nito ang capacitance (pataas) at magtatagal upang ma-discharge pababa. Ang boltahe sa output na ito ay nasa loob ng 0..+3.5V (medyo higit pa kaysa sa generator swing), pagkatapos ay bumaba nang husto ang koepisyent ng boltahe at sa humigit-kumulang 4.5V sa output ang mga amplifier ay puspos. Gayundin, ang mga resistor na may mababang resistensya sa circuit ng output ng amplifier (feedback loop) ay dapat na iwasan.
Ang mga amplifier ay hindi idinisenyo upang gumana sa loob ng isang ikot ng orasan ng dalas ng pagpapatakbo. Sa pagkaantala ng pagpapalaganap ng signal sa loob ng amplifier na 400 ns, masyadong mabagal ang mga ito para dito, at hindi ito pinapayagan ng trigger control logic (lalabas ang mga side pulse sa output). Sa totoong PN circuits, ang cutoff frequency ng OS circuit ay pinili sa pagkakasunud-sunod ng 200-10000 Hz.
Trigger at output control logic - Sa supply boltahe ng hindi bababa sa 7V, kung ang saw boltahe sa generator ay mas malaki kaysa sa DT control input, at kung ang saw boltahe ay mas malaki kaysa sa alinman sa mga error amplifier (isinasaalang-alang ang mga built-in na threshold at offset) - pinapayagan ang output ng circuit. Kapag ang generator ay na-reset mula sa maximum hanggang zero, ang mga output ay naka-off. Hinahati ng trigger na may paraphase output ang dalas sa kalahati. Sa lohikal na 0 sa input 13 (output mode), ang mga trigger phase ay pinagsama ng OR at ibinibigay nang sabay-sabay sa parehong mga output; na may lohikal na 1, ang mga ito ay ibinibigay sa phase sa bawat output nang hiwalay.
Mga output transistor - npn Darlingtons na may built-in na thermal protection (ngunit walang kasalukuyang proteksyon). Kaya, ang pinakamababang pagbaba ng boltahe sa pagitan ng kolektor (karaniwang sarado sa positibong bus) at ng emitter (sa load) ay 1.5 V (karaniwang sa 200 mA), at sa isang circuit na may karaniwang emitter ito ay medyo mas mahusay, 1.1 V tipikal. Ang maximum na kasalukuyang output (na may isang bukas na transistor) ay limitado sa 500 mA, ang maximum na kapangyarihan para sa buong chip ay 1 W.
Ang pagpapalit ng mga power supply ay unti-unting pinapalitan ang kanilang mga tradisyonal na kamag-anak sa audio engineering, dahil kapansin-pansing mas kaakit-akit ang mga ito sa matipid at sa laki. Ang parehong kadahilanan na ang paglipat ng mga power supply ay makabuluhang nag-aambag sa pagbaluktot ng amplifier, lalo na ang hitsura ng mga karagdagang overtone, ay hindi na nauugnay pangunahin para sa dalawang kadahilanan - ginagawang posible ng modernong base ng elemento na magdisenyo ng mga converter na may dalas ng conversion na makabuluhang mas mataas kaysa sa 40 kHz, samakatuwid ang power modulation na ipinakilala ng power supply ay nasa ultrasound na. Bilang karagdagan, ang isang mas mataas na dalas ng supply ng kuryente ay mas madaling i-filter, at ang paggamit ng dalawang hugis-L na LC na mga filter sa kahabaan ng mga circuit ng supply ng kuryente ay sapat na upang mapawi ang mga ripples sa mga frequency na ito.
Siyempre, mayroong isang langaw sa pamahid sa bariles ng pulot na ito - ang pagkakaiba sa presyo sa pagitan ng isang tipikal na supply ng kuryente para sa isang power amplifier at isang pulsed ay nagiging mas kapansin-pansin habang ang kapangyarihan ng yunit na ito ay tumataas, i.e. Ang mas malakas na supply ng kuryente, mas kumikita ito kaugnay sa karaniwang katapat nito.
At hindi lang iyon. Kapag gumagamit ng paglipat ng mga supply ng kuryente, kinakailangan na sumunod sa mga patakaran para sa pag-install ng mga high-frequency na aparato, lalo na ang paggamit ng mga karagdagang screen, pagpapakain sa bahagi ng kapangyarihan ng karaniwang wire sa mga heat sink, pati na rin ang tamang mga kable sa lupa at koneksyon ng shielding braids at conductors.
Pagkatapos ng maikling lyrical digression tungkol sa mga feature ng pagpapalit ng power supply para sa power amplifier, ang aktwal na circuit diagram ng 400W power supply:

Figure 1. Schematic diagram ng switching power supply para sa power amplifier hanggang 400 W
PALAKIHIN SA MAGANDANG KALIDAD

Ang control controller sa power supply na ito ay TL494. Siyempre, may mga mas modernong chips upang maisagawa ang gawaing ito, ngunit ginagamit namin ang partikular na controller na ito para sa dalawang dahilan - napakadaling bilhin. Sa loob ng mahabang panahon, ginamit ang TL494 mula sa Texas Instruments sa mga manufactured power supply; walang nakitang mga problema sa kalidad. Ang error amplifier ay sakop ng OOS, na ginagawang posible na makamit ang isang medyo malaking koepisyent. pagpapapanatag (ratio ng resistors R4 at R6).
Pagkatapos ng TL494 controller mayroong isang IR2110 half-bridge driver, na talagang kumokontrol sa mga gate ng power transistors. Ang paggamit ng driver ay naging posible na iwanan ang pagtutugma ng transpormer, na malawakang ginagamit sa mga power supply ng computer. Ang IR2110 driver ay ikinarga sa mga gate sa pamamagitan ng R24-VD4 at R25-VD5 chain na nagpapabilis sa pagsasara ng mga field gate.
Ang mga power switch na VT2 at VT3 ay gumagana sa pangunahing paikot-ikot ng power transformer. Ang midpoint na kinakailangan upang makakuha ng alternating boltahe sa pangunahing paikot-ikot ng transpormer ay nabuo ng mga elemento R30-C26 at R31-C27.
Ilang salita tungkol sa operating algorithm ng switching power supply sa TL494:
Sa sandali ng pagbibigay ng boltahe ng mains na 220 V, ang mga capacitance ng pangunahing mga filter ng supply ng kuryente na C15 at C16 ay nahawahan sa pamamagitan ng mga resistor R8 at R11, na hindi pinapayagan ang diol bridge VD na ma-overload ng isang short circuit na kasalukuyang ganap na na-discharge C15 at C16. Kasabay nito, ang mga capacitor C1, C3, C6, C19 ay sinisingil sa pamamagitan ng isang linya ng resistors R16, R18, R20 at R22, stabilizer 7815 at risistor R21.
Sa sandaling ang boltahe sa kapasitor C6 ay umabot sa 12 V, ang zener diode VD1 ay "sumisira" at ang kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy dito, nagcha-charge ng kapasitor C18, at sa sandaling ang positibong terminal ng kapasitor na ito ay umabot sa isang halaga na sapat upang buksan ang thyristor VS2, magbubukas ito. I-on nito ang relay K1, na kasama ng mga contact nito ay mag-bypass ng kasalukuyang-limiting resistors R8 at R11. Bilang karagdagan, ang binuksan na thyristor VS2 ay magbubukas ng transistor VT1 sa parehong TL494 controller at ang IR2110 half-bridge driver. Magsisimula ang controller ng soft start mode, ang tagal nito ay depende sa mga rating ng R7 at C13.
Sa isang malambot na pagsisimula, ang tagal ng mga pulso na nagbubukas ng mga transistor ng kapangyarihan ay unti-unting tumataas, sa gayon ay unti-unting nagcha-charge ang mga pangalawang power capacitor at nililimitahan ang kasalukuyang sa pamamagitan ng mga rectifier diode. Ang tagal ay tumataas hanggang ang pangalawang supply ay sapat upang buksan ang LED ng optocoupler IC1. Sa sandaling ang liwanag ng optocoupler LED ay naging sapat upang buksan ang transistor, ang tagal ng pulso ay titigil sa pagtaas (Larawan 2).

Figure 2. Soft start mode.

Dapat pansinin dito na ang tagal ng malambot na pagsisimula ay limitado, dahil ang kasalukuyang dumadaan sa mga resistor na R16, R18, R20, R22 ay hindi sapat upang paganahin ang TL494 controller, ang IR2110 driver at ang switch-on na relay winding - ang supply Ang boltahe ng mga microcircuit na ito ay magsisimulang bumaba at malapit nang bababa sa isang halaga kung saan ang TL494 ay titigil sa pagbuo ng mga control pulse. At ito ay tiyak na hanggang sa sandaling ito na ang soft start mode ay dapat makumpleto at ang converter ay dapat bumalik sa normal na operasyon, dahil ang TL494 controller at ang IR2110 driver ay tumatanggap ng kanilang pangunahing kapangyarihan mula sa power transformer (VD9, VD10 - midpoint rectifier, R23- C1-C3 - RC filter , ang IC3 ay isang 15 V stabilizer) at iyon ang dahilan kung bakit ang mga capacitor C1, C3, C6, C19 ay may napakalaking halaga - dapat nilang mapanatili ang power supply ng controller hanggang sa bumalik ito sa normal na operasyon.
Pinapatatag ng TL494 ang output boltahe sa pamamagitan ng pagpapalit ng tagal ng control pulses ng mga power transistors sa pare-parehong frequency - Pulse-Width Modulation - PWM. Ito ay posible lamang kung ang halaga ng pangalawang boltahe ng power transformer ay mas mataas kaysa sa kinakailangan sa output ng stabilizer ng hindi bababa sa 30%, ngunit hindi hihigit sa 60%.

Figure 3. Operating principle ng isang PWM stabilizer.

Habang tumataas ang load, nagsisimula nang bumaba ang output boltahe, ang optocoupler LED IC1 ay nagsisimulang lumiwanag nang mas kaunti, ang optocoupler transistor ay nagsasara, binabawasan ang boltahe sa error amplifier at sa gayon ay pinapataas ang tagal ng control pulses hanggang sa maabot ng epektibong boltahe ang halaga ng stabilization (Larawan 3). Habang bumababa ang load, ang boltahe ay magsisimulang tumaas, ang LED ng optocoupler IC1 ay magsisimulang lumiwanag nang mas maliwanag, sa gayon ay binubuksan ang transistor at binabawasan ang tagal ng mga pulso ng kontrol hanggang ang epektibong halaga ng output boltahe ay bumaba sa isang nagpapatatag na halaga. Ang halaga ng nagpapatatag na boltahe ay kinokontrol ng trimming risistor R26.
Dapat tandaan na ang TL494 controller ay hindi kinokontrol ang tagal ng bawat pulso depende sa output boltahe, ngunit ang average na halaga lamang, i.e. ang bahagi ng pagsukat ay may ilang pagkawalang-galaw. Gayunpaman, kahit na may mga capacitor na naka-install sa pangalawang power supply na may kapasidad na 2200 μF, ang mga pagkabigo ng kuryente sa peak short-term load ay hindi lalampas sa 5%, na medyo katanggap-tanggap para sa HI-FI class equipment. Karaniwan kaming nag-i-install ng mga capacitor sa pangalawang power supply na 4700 uF, na nagbibigay ng kumpiyansa na margin para sa mga peak value, at ang paggamit ng group stabilization choke ay nagpapahintulot sa amin na kontrolin ang lahat ng 4 na output power voltages.
Ang switching power supply na ito ay nilagyan ng overload protection, ang elemento ng pagsukat kung saan ay ang kasalukuyang transpormer na TV1. Sa sandaling ang kasalukuyang umabot sa isang kritikal na halaga, ang thyristor VS1 ay bubukas at nilalampasan ang power supply sa huling yugto ng controller. Ang mga control pulse ay nawawala at ang power supply ay napupunta sa standby mode, na maaari itong manatili sa loob ng mahabang panahon, dahil ang thyristor VS2 ay patuloy na nananatiling bukas - ang kasalukuyang dumadaloy sa mga resistor R16, R18, R20 at R22 ay sapat na upang mapanatili ito. sa bukas na estado. Paano makalkula ang isang kasalukuyang transpormer.
Upang lumabas sa power supply mula sa standby mode, dapat mong pindutin ang pindutan ng SA3, na mag-bypass sa thyristor VS2 kasama ang mga contact nito, ang kasalukuyang ay titigil sa pag-agos dito at ito ay magsasara. Sa sandaling magbukas ang mga contact SA3, ang transistor VT1 ay nagsasara mismo, na nag-aalis ng kapangyarihan mula sa controller at driver. Kaya, ang control circuit ay lilipat sa minimum na mode ng pagkonsumo - ang thyristor VS2 ay sarado, samakatuwid ang relay K1 ay naka-off, ang transistor VT1 ay sarado, samakatuwid ang controller at driver ay de-energized. Nagsisimulang mag-charge ang mga capacitor C1, C3, C6 at C19 at sa sandaling umabot sa 12 V ang boltahe, bubukas ang thyristor VS2 at magsisimula ang switching power supply.
Kung kailangan mong ilagay ang power supply sa standby mode, maaari mong gamitin ang pindutan ng SA2, kapag pinindot, ang base at emitter ng transistor VT1 ay konektado. Ang transistor ay isasara at de-energize ang controller at driver. Ang mga control pulse ay mawawala, at ang pangalawang boltahe ay mawawala. Gayunpaman, ang kapangyarihan ay hindi aalisin mula sa relay K1 at ang converter ay hindi magre-restart.
Ang disenyo ng circuit na ito ay nagpapahintulot sa iyo na mag-ipon ng mga power supply mula 300-400 W hanggang 2000 W, siyempre, ang ilang mga elemento ng circuit ay kailangang mapalitan, dahil ang kanilang mga parameter ay hindi makatiis ng mabibigat na pagkarga.
Kapag nag-iipon ng mas malakas na mga pagpipilian, dapat mong bigyang-pansin ang mga capacitor ng pangunahing power supply smoothing filter C15 at C16. Ang kabuuang kapasidad ng mga capacitor na ito ay dapat na proporsyonal sa kapangyarihan ng power supply at tumutugma sa proporsyon na 1 W ng output power ng boltahe converter ay tumutugma sa 1 µF ng capacitance ng pangunahing power filter capacitor. Sa madaling salita, kung ang kapangyarihan ng power supply ay 400 W, pagkatapos ay 2 capacitor ng 220 μF ang dapat gamitin, kung ang kapangyarihan ay 1000 W, pagkatapos ay 2 capacitor ng 470 μF o dalawa sa 680 μF ang dapat na mai-install.
Ang pangangailangang ito ay may dalawang layunin. Una, ang ripple ng pangunahing supply boltahe ay nabawasan, na ginagawang mas madali upang patatagin ang output boltahe. Pangalawa, ang paggamit ng dalawang capacitor sa halip na isa ay nagpapadali sa pagpapatakbo ng kapasitor mismo, dahil ang mga electrolytic capacitor ng serye ng TK ay mas madaling makuha, at hindi sila ganap na inilaan para magamit sa mga supply ng kuryente na may mataas na dalas - ang panloob na pagtutol ay masyadong mataas. at sa mataas na frequency ang mga capacitor na ito ay magpapainit. Gamit ang dalawang piraso, ang panloob na paglaban ay nabawasan, at ang nagresultang pag-init ay nahahati sa pagitan ng dalawang capacitor.
Kapag ginamit bilang power transistors IRF740, IRF840, STP10NK60 at mga katulad nito (para sa higit pang impormasyon tungkol sa mga transistor na karaniwang ginagamit sa mga network converter, tingnan ang talahanayan sa ibaba ng pahina), ang mga diode na VD4 at VD5 ay maaaring iwanan nang buo, at ang mga halaga Ang mga resistors R24 at R25 ay maaaring bawasan sa 22 Ohms - kapangyarihan Ang IR2110 driver ay sapat na upang makontrol ang mga transistor na ito. Kung ang isang mas malakas na switching power supply ay binuo, pagkatapos ay mas malakas na transistor ay kinakailangan. Dapat bigyang pansin ang parehong maximum na kasalukuyang ng transistor at ang dissipation power nito - ang paglipat ng mga nagpapatatag na power supply ay napaka-sensitibo sa tamang pag-install ng snubber at kung wala ito, mas umiinit ang mga power transistors dahil nagsisimula ang mga alon na nabuo dahil sa self-induction. upang dumaloy sa mga diode na naka-install sa mga transistors. Magbasa pa tungkol sa pagpili ng snubber.
Gayundin, ang oras ng pagsasara na tumataas nang walang snubber ay gumagawa ng isang makabuluhang kontribusyon sa pag-init - ang transistor ay nananatili sa linear mode nang mas matagal.
Kadalasan ay nakalimutan nila ang tungkol sa isa pang tampok ng mga transistor na may epekto sa larangan - sa pagtaas ng temperatura, ang kanilang pinakamataas na kasalukuyang bumababa, at medyo malakas. Batay dito, kapag pumipili ng mga power transistor para sa pagpapalit ng mga power supply, dapat ay mayroon kang hindi bababa sa dalawang-tiklop na maximum na kasalukuyang reserba para sa power amplifier power supply at isang tatlong-tiklop na reserba para sa mga device na tumatakbo sa isang malaki, hindi nagbabagong pagkarga, halimbawa, isang induction smelter o pampalamuti na pag-iilaw, na nagpapagana ng mga kagamitang pang-kapangyarihan na may mababang boltahe.
Ang output boltahe ay nagpapatatag gamit ang group stabilization choke L1 (GLS). Dapat mong bigyang-pansin ang direksyon ng windings ng inductor na ito. Ang bilang ng mga pagliko ay dapat na proporsyonal sa mga boltahe ng output. Siyempre, may mga formula para sa pagkalkula ng paikot-ikot na unit na ito, ngunit ipinakita ng karanasan na ang kabuuang kapangyarihan ng core para sa isang DGS ay dapat na 20-25% ng kabuuang kapangyarihan ng power transformer. Maaari kang mag-wind hanggang sa mapuno ang window ng halos 2/3, hindi nalilimutan na kung ang mga boltahe ng output ay naiiba, kung gayon ang paikot-ikot na may mas mataas na boltahe ay dapat na proporsyonal na mas malaki, halimbawa, kailangan mo ng dalawang bipolar na boltahe, isa sa ± 35 V , at ang pangalawa na magpapagana sa subwoofer na may boltahe na ±50 V.
Pinaikot namin ang DGS sa apat na wire nang sabay-sabay hanggang sa mapuno ang 2/3 ng bintana, binibilang ang mga pagliko. Ang diameter ay kinakalkula batay sa kasalukuyang intensity na 3-4 A/mm2. Sabihin nating nakakuha tayo ng 22 na pagliko, gawin natin ang proporsyon:
22 pagliko / 35 V = X pagliko / 50 V.
X pagliko = 22 × 50 / 35 = 31.4 ≈ 31 pagliko
Susunod, puputulin ko ang dalawang wire para sa ±35 V at i-wind up ang isa pang 9 na pagliko para sa boltahe na ±50.
PANSIN! Tandaan na ang kalidad ng stabilization ay direktang nakasalalay sa kung gaano kabilis ang pagbabago ng boltahe kung saan nakakonekta ang optocoupler diode. Upang mapabuti ang koepisyent ng pag-stabilize, makatuwiran na ikonekta ang isang karagdagang pag-load sa bawat boltahe sa anyo ng 2 W resistors na may pagtutol na 3.3 kOhm. Ang load resistor na konektado sa boltahe na kinokontrol ng optocoupler ay dapat na 1.7...2.2 beses na mas mababa.

Ang circuit data para sa network switching power supply sa ferrite rings na may permeability na 2000 Nm ay naka-summarized sa Table 1.

WINDING DATA PARA SA MGA PULSE TRANSFORMERS KINUKULANG SA PAMAMARAAN NG ENORASYAN Tulad ng ipinakita ng maraming mga eksperimento, ang bilang ng mga pagliko ay maaaring ligtas na mabawasan ng 10-15% nang walang takot sa core na pumasok sa saturation.

Pagpapatupad Batayang sukat Dalas ng conversion, kHz

1 singsing K40x25x11 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

2 singsing K40x25x11 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

1 singsing K45x28x8 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

2 singsing K45x28x8 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

3 singsing K45x28x81 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

4 na singsing K45x28x8 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

5 singsing K45x28x8 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

6 na singsing K45x28x8 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

7 singsing K45x28x8 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

8 singsing K45x28x8 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

9 na singsing K45x28x8 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

10 singsing K45x28x81 Gab. kapangyarihan Vitkov hanggang primarya

Gayunpaman, hindi laging posible na makilala ang tatak ng ferrite, lalo na kung ito ay ferrite mula sa pahalang na mga transformer ng mga telebisyon. Makakaalis ka sa sitwasyon sa pamamagitan ng pag-alam sa bilang ng mga liko sa eksperimentong paraan. Higit pang mga detalye tungkol dito sa video:

Gamit ang circuitry sa itaas ng isang switching power supply, maraming mga submodification ang binuo at nasubok, na idinisenyo upang malutas ang isang partikular na problema sa iba't ibang kapangyarihan. Ang mga naka-print na circuit board na mga guhit para sa mga power supply na ito ay ipinapakita sa ibaba.
Naka-print na circuit board para sa switching stabilized power supply na may kapangyarihan na hanggang 1200...1500 W. Laki ng board 269x130 mm. Sa katunayan, ito ay isang mas advanced na bersyon ng nakaraang naka-print na circuit board. Ito ay nakikilala sa pamamagitan ng pagkakaroon ng isang grupo ng stabilization choke, na nagpapahintulot sa iyo na kontrolin ang magnitude ng lahat ng mga boltahe ng kapangyarihan, pati na rin ang isang karagdagang filter ng LC. May fan control at overload na proteksyon. Ang mga output voltage ay binubuo ng dalawang bipolar power source at isang bipolar low-current source, na idinisenyo upang palakasin ang mga paunang yugto.

Panlabas na view ng naka-print na circuit board para sa power supply hanggang 1500 W. DOWNLOAD SA LAY FORMAT

Ang isang stabilized switching network power supply na may kapangyarihan na hanggang 1500...1800 W ay maaaring gawin sa isang naka-print na circuit board na may sukat na 272x100 mm. Ang power supply ay idinisenyo para sa isang power transformer na ginawa sa mga K45 ring at matatagpuan nang pahalang. Mayroon itong dalawang bipolar na pinagmumulan ng kuryente, na maaaring pagsamahin sa isang pinagmumulan para paganahin ang isang amplifier na may dalawang antas na supply ng kuryente at isang bipolar na low-current na pinagmumulan para sa mga paunang yugto.

Naka-print na circuit board ng switching power supply hanggang 1800 W. DOWNLOAD SA LAY FORMAT

Maaaring gamitin ang power supply na ito para paganahin ang mga high-power na automotive na kagamitan, tulad ng malalakas na amplifier ng kotse at air conditioner ng kotse. Mga sukat ng board 188x123. Ang Schottky rectifier diodes na ginamit ay parallelized ng mga jumper at ang output current ay maaaring umabot sa 120 A sa isang boltahe na 14 V. Bilang karagdagan, ang power supply ay maaaring makagawa ng bipolar voltage na may kapasidad ng pagkarga na hanggang 1 A (hindi na naka-install na integrated voltage stabilizers payagan). Ang power transformer ay ginawa sa K45 rings, ang filtering power voltage choke ay ginawa sa dalawang K40x25x11 rings. Built-in na proteksyon sa sobrang karga.

Panlabas na view ng printed circuit board ng power supply para sa automotive equipment I-DOWNLOAD SA LAY FORMAT

Ang power supply hanggang 2000 W ay ginawa sa dalawang board na may sukat na 275x99, na matatagpuan sa itaas ng isa. Ang boltahe ay kinokontrol ng isang boltahe. May overload na proteksyon. Ang file ay naglalaman ng ilang mga opsyon para sa "ikalawang palapag" para sa dalawang bipolar na boltahe, para sa dalawang unipolar na boltahe, para sa mga boltahe na kinakailangan para sa dalawa at tatlong antas na boltahe. Ang power transformer ay matatagpuan nang pahalang at ginawa sa mga K45 ring.

Hitsura ng isang "dalawang palapag" na supply ng kuryente DOWNLOAD SA LAY FORMAT

Ang isang power supply na may dalawang bipolar na boltahe o isa para sa isang dalawang antas na amplifier ay ginawa sa isang board na may sukat na 277x154. May group stabilization choke at overload na proteksyon. Ang power transformer ay nasa K45 rings at matatagpuan nang pahalang. Power hanggang 2000 W.

Panlabas na view ng printed circuit board I-DOWNLOAD SA LAY FORMAT

Halos kapareho ng power supply tulad ng nasa itaas, ngunit may isang bipolar output boltahe.

Panlabas na view ng printed circuit board I-DOWNLOAD SA LAY FORMAT

Ang switching power supply ay may dalawang power bipolar stabilized voltages at isang bipolar low current. Nilagyan ng fan control at overload na proteksyon. Mayroon itong group stabilization choke at karagdagang mga filter ng LC. Power hanggang 2000...2400 W. Ang board ay may sukat na 278x146 mm

Panlabas na view ng printed circuit board I-DOWNLOAD SA LAY FORMAT

Ang naka-print na circuit board ng switching power supply para sa power amplifier na may dalawang-level na power supply, na may sukat na 284x184 mm, ay may group stabilization choke at karagdagang LC filter, overload protection at fan control. Ang isang natatanging tampok ay ang paggamit ng mga discrete transistors upang pabilisin ang turn-off ng power transistors. Power hanggang 2500...2800 W.

na may dalawang antas na power supply I-DOWNLOAD SA LAY FORMAT

Isang bahagyang binagong bersyon ng nakaraang PCB na may dalawang bipolar na boltahe. Sukat 285x172. Power hanggang 3000 W.

Panlabas na view ng naka-print na circuit board ng power supply para sa amplifier DOWNLOAD SA LAY FORMAT

Ang bridged network switching power supply na may lakas na hanggang 4000...4500 W ay ginawa sa isang naka-print na circuit board na may sukat na 269x198 mm. Mayroon itong dalawang bipolar power voltages, fan control at overload na proteksyon. Gumagamit ng group stabilization choke. Maipapayo na gumamit ng malayuang karagdagang mga filter ng pangalawang supply ng kuryente.

Panlabas na view ng naka-print na circuit board ng power supply para sa amplifier DOWNLOAD SA LAY FORMAT

Mayroong higit na espasyo para sa mga ferrite sa mga board kaysa sa maaaring mayroon. Ang katotohanan ay hindi palaging kinakailangan na lumampas sa hanay ng tunog. Samakatuwid, ang mga karagdagang lugar ay ibinibigay sa mga board. Kung sakali, isang maliit na seleksyon ng reference data sa power transistors at mga link sa kung saan ko bibilhin ang mga ito. Sa pamamagitan ng paraan, nag-order ako ng parehong TL494 at IR2110 nang higit sa isang beses, at siyempre ang mga transistor ng kapangyarihan. Totoo na hindi ko kinuha ang buong assortment, ngunit sa ngayon ay wala pa akong nakikitang anumang mga depekto.

MGA SIKAT NA TRANSISTOR PARA SA PULSE POWER SUPPLY
PANGALAN	BOLTAHE			KAPANGYARIHAN	KAPASIDAD SHUTTER	Qg (MANUFACTURER)

Ang microcircuit na pinag-uusapan ay nabibilang sa listahan ng pinakakaraniwan at malawakang ginagamit na pinagsama-samang mga electronic circuit. Ang hinalinhan nito ay ang UC38xx series ng PWM controllers mula sa Unitrode. Noong 1999, ang kumpanyang ito ay binili ng Texas Instruments, at mula noon nagsimula ang pagbuo ng linya ng mga controllers na ito, na humahantong sa paglikha noong unang bahagi ng 2000s. Mga chip ng serye ng TL494. Bilang karagdagan sa UPS na nabanggit na sa itaas, maaari silang matagpuan sa mga regulator ng boltahe ng DC, kinokontrol na mga drive, soft starter - sa isang salita, saanman ginagamit ang regulasyon ng PWM.

Kabilang sa mga kumpanyang nag-clone ng chip na ito ay ang mga sikat na tatak sa mundo tulad ng Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. Lahat sila ay nagbibigay ng isang detalyadong paglalarawan ng kanilang mga produkto, ang tinatawag na TL494CN datasheet.

Dokumentasyon

Ang pagsusuri ng mga paglalarawan ng uri ng microcircuit na pinag-uusapan mula sa iba't ibang mga tagagawa ay nagpapakita ng praktikal na pagkakakilanlan ng mga katangian nito. Ang dami ng impormasyong ibinigay ng iba't ibang kumpanya ay halos pareho. Bukod dito, ang datasheet ng TL494CN mula sa mga tatak tulad ng Motorola, Inc at ON Semiconductor ay ginagaya ang isa't isa sa kanilang istraktura, mga figure, mga talahanayan at mga graph. Ang presentasyon ng materyal ng Texas Instruments ay medyo naiiba sa kanila, ngunit sa masusing pag-aaral ay nagiging malinaw na ang tinutukoy nila ay isang magkatulad na produkto.

Layunin ng TL494CN chip

Ayon sa kaugalian, sisimulan namin ang aming paglalarawan sa layunin at listahan ng mga panloob na device. Ito ay isang fixed-frequency na PWM controller na pangunahing inilaan para sa mga aplikasyon ng UPS, na naglalaman ng mga sumusunod na device:

• sawtooth boltahe generator (RPG);
• mga error amplifier;
• reference na pinagmulan ng boltahe +5 V;
• "patay na oras" adjustment circuit;
• kasalukuyang output hanggang 500 mA;
• scheme para sa pagpili ng one- o two-stroke operating mode.

Limitahan ang mga parameter

Tulad ng anumang iba pang microcircuit, ang paglalarawan ng TL494CN ay dapat na naglalaman ng isang listahan ng mga maximum na pinapahintulutang katangian ng pagganap. Bigyan natin sila batay sa data mula sa Motorola, Inc:

1. Supply boltahe: 42 V.
2. Boltahe ng kolektor ng output transistor: 42 V.
3. Output transistor collector kasalukuyang: 500 mA.
4. Saklaw ng boltahe ng input ng amplifier: - 0.3 V hanggang +42 V.
5. Pagkawala ng kapangyarihan (sa t< 45 °C): 1000 мВт.
6. Saklaw ng temperatura ng imbakan: mula -55 hanggang +125 °C.
7. Saklaw ng operating ambient temperature: mula 0 hanggang +70 °C.

Dapat tandaan na ang parameter 7 para sa TL494IN chip ay bahagyang mas malawak: mula -25 hanggang +85 °C.

TL494CN chip na disenyo

Ang isang paglalarawan sa Russian ng mga konklusyon ng pabahay nito ay ipinapakita sa figure sa ibaba.

Ang microcircuit ay inilalagay sa isang plastic (ito ay ipinahiwatig ng letrang N sa dulo ng pagtatalaga nito) 16-pin case na may PDP-type na mga pin.

Ang hitsura nito ay ipinapakita sa larawan sa ibaba.

TL494CN: functional diagram

Kaya, ang gawain ng microcircuit na ito ay pulse width modulation (PWM, o Pulse Width Modulated (PWM)) ng mga boltahe na pulse na nabuo sa loob ng parehong regulated at unregulated UPS. Sa mga power supply ng unang uri, ang hanay ng mga tagal ng pulso, bilang panuntunan, ay umabot sa pinakamataas na posibleng halaga (~ 48% para sa bawat output sa mga push-pull circuit, na malawakang ginagamit sa pagpapagana ng mga audio amplifier ng kotse).

Ang TL494CN chip ay may kabuuang 6 na output pin, 4 sa mga ito (1, 2, 15, 16) ay mga input sa panloob na error amplifier na ginagamit upang protektahan ang UPS mula sa kasalukuyan at potensyal na labis na karga. Ang Pin #4 ay isang 0 hanggang 3V signal input upang ayusin ang duty cycle ng square wave output, at #3 ay isang comparator output at maaaring gamitin sa maraming paraan. Ang isa pang 4 (mga numero 8, 9, 10, 11) ay mga libreng collectors at emitters ng transistors na may maximum na pinapayagang load current na 250 mA (sa long-term mode na hindi hihigit sa 200 mA). Maaari silang konektado sa mga pares (9 na may 10, at 8 na may 11) upang makontrol ang mga malalakas na field na may pinakamataas na pinahihintulutang kasalukuyang 500 mA (hindi hihigit sa 400 mA sa tuloy-tuloy na mode).

Ano ang panloob na istraktura ng TL494CN? Ang diagram nito ay ipinapakita sa figure sa ibaba.

Ang microcircuit ay may built-in na reference voltage source (RES) +5 V (No. 14). Ito ay kadalasang ginagamit bilang isang reference na boltahe (na may katumpakan na ± 1%), na ibinibigay sa mga input ng mga circuit na kumonsumo ng hindi hihigit sa 10 mA, halimbawa, sa pin 13 para sa pagpili ng isa o dalawang-cycle na operating mode ng microcircuit: kung ang +5 V ay naroroon dito, ang pangalawang mode ay pinili , kung mayroong isang minus na boltahe ng supply dito - ang una.

Upang ayusin ang dalas ng ramp voltage generator (RVG), isang kapasitor at risistor ang ginagamit, na konektado sa mga pin 5 at 6, ayon sa pagkakabanggit. At, siyempre, ang microcircuit ay may mga pin para sa pagkonekta ng plus at minus ng power supply (mga numero 12 at 7, ayon sa pagkakabanggit) sa saklaw mula 7 hanggang 42 V.

Ipinapakita ng diagram na may ilang iba pang panloob na device sa TL494CN. Ang isang paglalarawan sa Russian ng kanilang functional na layunin ay ibibigay sa ibaba habang ang materyal ay ipinakita.

Mga function ng input pin

Katulad ng ibang electronic device. ang microcircuit na pinag-uusapan ay may sariling mga input at output. Magsisimula tayo sa mga una. Ang isang listahan ng mga TL494CN pin na ito ay naibigay na sa itaas. Ang isang paglalarawan sa Russian ng kanilang functional na layunin ay ibibigay sa ibaba na may mga detalyadong paliwanag.

Konklusyon 1

Ito ang positive (non-inverting) input ng error amplifier 1. Kung mas mababa ang boltahe nito kaysa sa boltahe sa pin 2, mababa ang output ng error amplifier 1. Kung mas mataas ito kaysa sa pin 2, magiging mataas ang signal ng error amplifier 1. Ang output ng amplifier ay mahalagang sumusunod sa positibong input gamit ang pin 2 bilang reference. Ang mga function ng mga error amplifier ay ilalarawan nang mas detalyado sa ibaba.

Konklusyon 2

Ito ang negatibong (inverting) input ng error amplifier 1. Kung ang pin na ito ay mas mataas kaysa sa pin 1, ang output ng error amplifier 1 ay magiging mababa. Kung ang boltahe sa pin na ito ay mas mababa kaysa sa boltahe sa pin 1, magiging mataas ang output ng amplifier.

Konklusyon 15

Gumagana ito nang eksakto sa # 2. Kadalasan ang pangalawang error amplifier ay hindi ginagamit sa TL494CN. Ang circuit ng koneksyon sa kasong ito ay naglalaman ng pin 15 na konektado lamang sa 14 (reference boltahe +5 V).

Konklusyon 16

Gumagana ito sa parehong paraan tulad ng No. 1. Karaniwan itong nakakabit sa karaniwang No. 7 kapag hindi ginagamit ang pangalawang error amplifier. Sa pin 15 na konektado sa +5V at pin 16 na konektado sa karaniwan, ang output ng pangalawang amplifier ay mababa at samakatuwid ay walang epekto sa pagpapatakbo ng chip.

Konklusyon 3

Ang pin na ito at ang bawat panloob na amplifier ng TL494CN ay pinagsama sa pamamagitan ng mga diode. Kung ang signal sa output ng alinman sa mga ito ay nagbabago mula sa mababa hanggang sa mataas na antas, pagkatapos ay sa No. 3 ito ay tumataas din. Kapag ang signal sa pin na ito ay lumampas sa 3.3 V, ang mga output pulse ay naka-off (zero duty cycle). Kapag ang boltahe sa kabuuan nito ay malapit sa 0 V, ang tagal ng pulso ay pinakamataas. Sa pagitan ng 0 at 3.3 V, ang lapad ng pulso ay mula 50% hanggang 0% (para sa bawat isa sa mga output ng PWM controller - sa mga pin 9 at 10 sa karamihan ng mga device).

Kung kinakailangan, ang pin 3 ay maaaring gamitin bilang isang input signal o maaaring gamitin upang magbigay ng pamamasa para sa rate ng pagbabago ng lapad ng pulso. Kung ang boltahe dito ay mataas (> ~3.5V), walang paraan upang simulan ang UPS sa PWM controller (walang mga pulso mula dito).

Konklusyon 4

Kinokontrol nito ang hanay ng duty cycle ng mga output pulse (English Dead-Time Control). Kung ang boltahe sa kabuuan nito ay malapit sa 0 V, ang microcircuit ay makakapag-output ng parehong minimum na posible at maximum na lapad ng pulso (na tinutukoy ng iba pang mga signal ng input). Kung ang boltahe na humigit-kumulang 1.5V ay inilapat sa pin na ito, ang output pulse width ay magiging limitado sa 50% ng maximum na lapad nito (o ~25% duty cycle para sa isang push-pull PWM controller mode). Kung mataas ang boltahe (>~3.5V), walang paraan upang simulan ang UPS sa TL494CN. Ang circuit ng koneksyon nito ay madalas na naglalaman ng No. 4, direktang konektado sa lupa.

• Mahalagang tandaan! Ang signal sa mga pin 3 at 4 ay dapat nasa ibaba ~3.3 V. Ngunit ano ang mangyayari kung ito ay malapit sa, halimbawa, +5 V? Paano ang magiging kilos ng TL494CN? Ang circuit converter ng boltahe dito ay hindi bubuo ng mga pulso, i.e. walang magiging output boltahe mula sa UPS.

Konklusyon 5

Nagsisilbi upang ikonekta ang timing capacitor Ct, kasama ang pangalawang contact nito na konektado sa lupa. Ang mga halaga ng kapasidad ay karaniwang nasa pagitan ng 0.01 µF at 0.1 µF. Ang mga pagbabago sa halaga ng bahaging ito ay humantong sa mga pagbabago sa dalas ng GPG at ang mga output pulse ng PWM controller. Karaniwan, ang mga de-kalidad na capacitor na may napakababang temperatura na koepisyent (na may napakakaunting pagbabago sa kapasidad na may temperatura) ay ginagamit.

Konklusyon 6

Upang ikonekta ang drive-setting resistor Rt, kasama ang pangalawang contact nito na konektado sa ground. Tinutukoy ng mga halaga ng Rt at Ct ang dalas ng FPG.

• f = 1.1: (Rt x Ct).

Konklusyon 7

Kumokonekta ito sa karaniwang wire ng circuit ng device sa PWM controller.

Konklusyon 12

Ito ay minarkahan ng mga titik na VCC. Ito ay konektado sa "plus" ng TL494CN power supply. Ang circuit ng koneksyon nito ay karaniwang naglalaman ng No. 12, na konektado sa switch ng power supply. Maraming UPS ang gumagamit ng pin na ito upang i-on at i-off ang power (at ang UPS mismo). Kung mayroong +12 V dito at ang No. 7 ay grounded, gagana ang GPN at ION microcircuits.

Konklusyon 13

Ito ang operating mode input. Ang paggana nito ay inilarawan sa itaas.

Mga Pag-andar ng Output Pin

Nakalista din sila sa itaas para sa TL494CN. Ang isang paglalarawan sa Russian ng kanilang functional na layunin ay ibibigay sa ibaba na may mga detalyadong paliwanag.

Konklusyon 8

Ang chip na ito ay may 2 NPN transistors, na siyang mga output switch nito. Ang pin na ito ay ang kolektor ng transistor 1, kadalasang konektado sa isang palaging pinagmumulan ng boltahe (12 V). Gayunpaman, sa mga circuit ng ilang mga aparato ito ay ginagamit bilang isang output, at maaari mong makita ang isang parisukat na alon dito (tulad ng sa No. 11).

Konklusyon 9

Ito ang emitter ng transistor 1. Ito ay nagtutulak ng UPS power transistor (FET sa karamihan ng mga kaso) sa isang push-pull circuit, direkta man o sa pamamagitan ng intermediate transistor.

Konklusyon 10

Ito ang emitter ng transistor 2. Sa single-cycle mode, ang signal dito ay pareho sa No. 9. Sa push-pull mode, ang mga signal sa No. 9 at 10 ay antiphase, ibig sabihin, kapag ang signal level ay mataas sa isa, pagkatapos ito ay mababa sa isa, at vice versa. Sa karamihan ng mga device, ang mga signal mula sa mga naglalabas ng output transistor switch ng microcircuit na pinag-uusapan ay kumokontrol sa malakas na field-effect transistors, na naka-ON kapag ang boltahe sa mga pin 9 at 10 ay mataas (sa itaas ~ 3.5 V, ngunit hindi ito sa anumang paraan na nauugnay sa 3.3 V na antas sa No. No. 3 at 4).

Konklusyon 11

Ito ang kolektor ng transistor 2, kadalasang konektado sa isang palaging pinagmumulan ng boltahe (+12 V).

• Tandaan: Sa mga device na nakabatay sa TL494CN, ang circuit ng koneksyon nito ay maaaring maglaman ng parehong mga collectors at emitters ng transistors 1 at 2 bilang mga output ng PWM controller, kahit na ang pangalawang opsyon ay mas karaniwan. Gayunpaman, mayroong mga pagpipilian kapag ang eksaktong mga pin 8 at 11 ay mga output. Kung nakakita ka ng isang maliit na transpormer sa circuit sa pagitan ng microcircuit at ng field-effect transistors, ang output signal ay malamang na kinuha mula sa kanila (mula sa mga collectors).

Konklusyon 14

Ito ang output ng ION, na inilarawan din sa itaas.

Prinsipyo ng operasyon

Paano gumagana ang TL494CN chip? Magbibigay kami ng paglalarawan kung paano ito gumagana batay sa mga materyales mula sa Motorola, Inc. Ang output ng modulasyon ng lapad ng pulso ay nakakamit sa pamamagitan ng paghahambing ng positibong ramp signal mula sa capacitor Ct sa alinman sa dalawang control signal. Kinokontrol ng NOR logic circuit ang output transistors Q1 at Q2, binubuksan lamang ang mga ito kapag bumaba ang signal sa clock input (C1) ng flip-flop (tingnan ang TL494CN functional diagram).

Kaya, kung ang input C1 ng trigger ay nasa isang lohikal na isang antas, kung gayon ang mga output transistors ay sarado sa parehong mga operating mode: single-cycle at push-pull. Kung mayroong signal sa input na ito, pagkatapos ay sa push-pull mode ang transistor switch ay bumukas nang isa-isa kapag ang cutoff ng clock pulse ay dumating sa trigger. Sa single-ended mode, ang isang flip-flop ay hindi ginagamit at ang parehong output switch ay bukas nang sabay-sabay.

Ang bukas na estado na ito (sa parehong mga mode) ay posible lamang sa bahaging iyon ng panahon ng GPG kapag ang boltahe ng sawtooth ay mas malaki kaysa sa mga signal ng kontrol. Kaya, ang pagtaas o pagbaba sa halaga ng control signal ay nagdudulot ng kaukulang linear na pagtaas o pagbaba sa lapad ng mga pulso ng boltahe sa mga output ng microcircuit.

Ang boltahe mula sa pin 4 (dead time control), ang mga input ng error amplifier, o ang feedback signal input mula sa pin 3 ay maaaring gamitin bilang mga control signal.

Mga unang hakbang sa pagtatrabaho sa isang microcircuit

Bago gumawa ng anumang kapaki-pakinabang na aparato, inirerekumenda na matutunan kung paano gumagana ang TL494CN. Paano suriin ang pag-andar nito?

Kunin ang iyong breadboard, i-install ang chip dito at ikonekta ang mga wire ayon sa diagram sa ibaba.

Kung ang lahat ay konektado nang tama, gagana ang circuit. Iwanan ang mga pin 3 at 4 na hindi libre. Gamitin ang iyong oscilloscope upang suriin ang operasyon ng GPG - dapat mong makita ang boltahe ng sawtooth sa pin 6. Ang mga output ay magiging zero. Paano matukoy ang kanilang pagganap sa TL494CN. Maaari itong suriin tulad ng sumusunod:

1. Ikonekta ang feedback output (No. 3) at ang dead time control output (No. 4) sa common terminal (No. 7).
2. Dapat mo na ngayong makita ang mga hugis-parihaba na pulso sa mga output ng microcircuit.

Paano palakasin ang output signal?

Ang output ng TL494CN ay medyo mababa ang kasalukuyang, at siyempre gusto mo ng mas maraming kapangyarihan. Kaya kailangan nating magdagdag ng ilang power transistors. Ang pinakamadaling gamitin (at napakadaling makuha - mula sa isang lumang motherboard ng computer) ay mga n-channel power MOSFET. Kasabay nito, dapat nating baligtarin ang output ng TL494CN, dahil kung ikinonekta natin dito ang isang n-channel MOSFET, kung gayon sa kawalan ng pulso sa output ng microcircuit, ito ay magiging bukas sa daloy ng direktang kasalukuyang . Maaaring masunog lang ito... Kaya kumuha kami ng isang unibersal na transistor ng NPN at ikinonekta ito ayon sa diagram sa ibaba.

Ang power MOSFET sa circuit na ito ay kinokontrol sa passive mode. Ito ay hindi napakahusay, ngunit para sa pagsubok at mababang kapangyarihan na layunin ay ayos lang. Ang R1 sa circuit ay ang load ng NPN transistor. Piliin ito ayon sa maximum na pinapayagang kasalukuyang kolektor. Kinakatawan ng R2 ang load ng ating power stage. Sa mga sumusunod na eksperimento, ito ay papalitan ng isang transpormer.

Kung titingnan natin ngayon ang signal sa pin 6 ng microcircuit na may oscilloscope, makikita natin ang isang "saw". Sa No. 8 (K1) maaari mo pa ring makita ang mga hugis-parihaba na pulso, at sa alisan ng tubig ng MOS transistor mayroong mga pulso ng parehong hugis, ngunit ng isang mas malaking magnitude.

Paano dagdagan ang output boltahe?

Ngayon, kumuha tayo ng mas mataas na boltahe gamit ang TL494CN. Ang switching at wiring diagram ay pareho - sa breadboard. Siyempre, imposibleng makakuha ng sapat na mataas na boltahe dito, lalo na dahil walang heatsink sa power MOS transistors. Gayunpaman, ikonekta ang isang maliit na transpormer sa yugto ng output, ayon sa diagram na ito.

Ang pangunahing paikot-ikot ng transpormer ay naglalaman ng 10 pagliko. Ang pangalawang paikot-ikot ay naglalaman ng mga 100 liko. Kaya ang ratio ng pagbabago ay 10. Kung mag-aplay ka ng 10V sa pangunahin, dapat kang makakuha ng tungkol sa 100V na output. Ang core ay gawa sa ferrite. Maaari kang gumamit ng ilang medium-sized na core mula sa isang PC power supply transformer.

Mag-ingat, ang output ng transpormer ay nasa ilalim ng mataas na boltahe. Napakababa ng agos at hindi ka papatayin. Ngunit maaari kang makakuha ng magandang hit. Ang isa pang panganib ay kung mag-install ka ng isang malaking kapasitor sa output, ito ay mag-iipon ng isang malaking singil. Samakatuwid, pagkatapos i-off ang circuit, dapat itong i-discharge.

Sa output ng circuit, maaari mong i-on ang anumang indicator tulad ng isang bumbilya, tulad ng sa larawan sa ibaba.

Tumatakbo ito sa boltahe ng DC at nangangailangan ng humigit-kumulang 160V upang lumiwanag. (Ang power supply para sa buong device ay humigit-kumulang 15 V - mas mababa ang order ng magnitude.)

Ang circuit na may output ng transpormer ay malawakang ginagamit sa anumang UPS, kabilang ang mga power supply ng PC. Sa mga device na ito, ang unang transpormer, na konektado sa pamamagitan ng transistor switch sa mga output ng PWM controller, ay nagsisilbing paghiwalayin ang mababang boltahe na bahagi ng circuit, kabilang ang TL494CN, mula sa mataas na boltahe na bahagi nito, na naglalaman ng mains voltage transformer.

Regulator ng boltahe

Bilang isang patakaran, sa mga maliliit na elektronikong aparato na gawa sa bahay, ang kapangyarihan ay ibinibigay ng isang karaniwang PC UPS na ginawa sa TL494CN. Ang diagram ng koneksyon para sa power supply ng PC ay kilala, at ang mga yunit mismo ay madaling ma-access, dahil milyon-milyong lumang mga PC ang itinatapon bawat taon o ibinebenta para sa mga ekstrang bahagi. Ngunit bilang panuntunan, ang mga UPS na ito ay gumagawa ng mga boltahe na hindi mas mataas sa 12 V. Ito ay masyadong mababa para sa isang variable frequency drive. Siyempre, maaari mong subukan at gumamit ng mas mataas na boltahe na UPS ng PC para sa 25V, ngunit ito ay mahirap hanapin, at masyadong maraming kapangyarihan ang mawawala sa 5V sa mga logic gate.

Gayunpaman, sa TL494 (o mga analogue) maaari kang bumuo ng anumang mga circuit na may output sa tumaas na kapangyarihan at boltahe. Gamit ang mga tipikal na bahagi mula sa isang PC UPS at mga power MOSFET mula sa motherboard, maaari kang bumuo ng isang PWM voltage regulator gamit ang TL494CN. Ang converter circuit ay ipinapakita sa figure sa ibaba.

Dito makikita mo ang circuit diagram ng microcircuit at ang output stage gamit ang dalawang transistors: isang universal npn- at isang malakas na MOS.

Pangunahing bahagi: T1, Q1, L1, D1. Ang bipolar T1 ay ginagamit upang kontrolin ang isang power MOSFET na konektado sa isang pinasimpleng paraan, ang tinatawag na. "passive". Ang L1 ay isang inductive choke mula sa isang lumang HP printer (mga 50 turn, 1 cm ang taas, 0.5 cm ang lapad na may windings, open choke). Ang D1 ay mula sa ibang device. Ang TL494 ay konektado sa isang alternatibong paraan sa itaas, kahit na alinman sa paraan ay maaaring gamitin.

Ang C8 ay isang maliit na kapasitor upang maiwasan ang impluwensya ng ingay na pumapasok sa input ng error amplifier, ang halaga ng 0.01uF ay magiging mas o mas normal. Ang malalaking halaga ay magpapabagal sa pagtatakda ng kinakailangang boltahe.

Ang C6 ay isang mas maliit na kapasitor, ginagamit ito upang i-filter ang high-frequency interference. Ang kapasidad nito ay hanggang ilang daang picofarads.

Nikolay Petrrushov

TL494, anong klaseng “hayop” ito?

Ang TL494 (Texas Instruments) ay marahil ang pinakakaraniwang controller ng PWM, kung saan nilikha ang karamihan ng mga power supply ng computer at mga bahagi ng kuryente ng iba't ibang kagamitan sa bahay.
At kahit ngayon ang microcircuit na ito ay medyo sikat sa mga radio amateurs na nagtatayo ng mga switching power supply. Ang domestic analogue ng microcircuit na ito ay M1114EU4 (KR1114EU4). Bilang karagdagan, ang iba't ibang mga dayuhang kumpanya ay gumagawa ng microcircuit na ito na may iba't ibang mga pangalan. Halimbawa IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Ito ay ang lahat ng parehong chip.
Ang edad nito ay mas bata sa TL431. Nagsimula itong gawin ng Texas Instruments sa isang lugar noong huling bahagi ng 90s - unang bahagi ng 2000s.
Subukan nating alamin kung ano siya at anong uri ng "hayop" ito? Isasaalang-alang namin ang TL494 chip (Texas Instruments).

Kaya, una, tingnan natin kung ano ang nasa loob.

Tambalan.

Naglalaman ito ng:
- sawtooth boltahe generator (SPG);
- dead time adjustment comparator (DA1);
- PWM adjustment comparator (DA2);
- error amplifier 1 (DA3), pangunahing ginagamit para sa boltahe;
- error amplifier 2 (DA4), pangunahing ginagamit para sa kasalukuyang limitasyon ng signal;
- stable reference boltahe source (VS) sa 5V na may panlabas na pin 14;
- control circuit para sa pagpapatakbo ng yugto ng output.

Pagkatapos, siyempre, titingnan natin ang lahat ng mga bahagi nito at susubukan nating malaman kung bakit kailangan ang lahat ng ito at kung paano gumagana ang lahat, ngunit kailangan muna nating ibigay ang mga parameter ng pagpapatakbo nito (mga katangian).

Mga pagpipilian	Min.	Max.	Yunit Baguhin
V CC Supply boltahe	7	40	SA
V I Amplifier input boltahe	-0,3	V CC - 2	SA
V O Boltahe ng kolektor		40	SA
Kasalukuyang kolektor (bawat transistor)		200	mA
Kasalukuyang feedback		0,3	mA
f OSC Oscillator dalas	1	300	kHz
C T Generator kapasidad	0,47	10000	nF
RT Generator risistor paglaban	1,8	500	kOhm
T A Temperatura sa pagpapatakbo TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Ang mga naglilimitang katangian nito ay ang mga sumusunod;

Supply boltahe................................................ .....41V

Boltahe ng input ng amplifier...................................(Vcc+0.3)V

Boltahe ng output ng kolektor................................41V

Kasalukuyang output ng kolektor................................................. ....250mA

Kabuuang pagkawala ng kuryente sa tuloy-tuloy na mode....1W

Lokasyon at layunin ng mga microcircuit pin.

Konklusyon 1

Ito ang non-inverting (positibong) input ng error amplifier 1.
Kung ang input boltahe dito ay mas mababa kaysa sa boltahe sa pin 2, pagkatapos ay walang magiging error sa output ng amplifier na ito, walang boltahe (ang output ay magkakaroon ng mababang antas) at hindi ito magkakaroon ng anumang epekto sa ang lapad (duty factor) ng output pulses.
Kung ang boltahe sa pin na ito ay mas mataas kaysa sa pin 2, pagkatapos ay sa output ng amplifier 1 na ito, isang boltahe ang lilitaw (ang output ng amplifier 1 ay magkakaroon ng mataas na antas) at ang lapad (duty factor) ng mga output pulse ay bawasan ang higit pa, mas mataas ang output boltahe ng amplifier na ito (maximum na 3.3 volts).

Konklusyon 2

Ito ang inverting (negatibong) input ng error signal amplifier 1.
Kung ang input boltahe sa pin na ito ay mas mataas kaysa sa pin 1, walang magiging error sa boltahe sa output ng amplifier (mababa ang output) at hindi ito magkakaroon ng anumang epekto sa lapad (duty factor) ng output mga pulso.
Kung ang boltahe sa pin na ito ay mas mababa kaysa sa pin 1, magiging mataas ang output ng amplifier.

Ang error amplifier ay isang regular na op-amp na may gain ng order na = 70..95 dB sa DC boltahe (Ku = 1 sa frequency na 350 kHz). Ang hanay ng boltahe ng input ng op-amp ay umaabot mula -0.3V hanggang sa boltahe ng supply, minus 2V. Iyon ay, ang maximum na input boltahe ay dapat na hindi bababa sa dalawang volts na mas mababa kaysa sa supply boltahe.

Konklusyon 3

Ito ang mga output ng error amplifier 1 at 2, na konektado sa pin na ito sa pamamagitan ng mga diode (OR circuit). Kung ang boltahe sa output ng anumang amplifier ay nagbabago mula sa mababa hanggang mataas, pagkatapos ay sa pin 3 ito ay tumataas din.
Kung ang boltahe sa pin na ito ay lumampas sa 3.3 V, pagkatapos ay mawawala ang mga pulso sa output ng microcircuit (zero duty cycle).
Kung ang boltahe sa pin na ito ay malapit sa 0 V, kung gayon ang tagal ng output pulses (duty factor) ay magiging maximum.

Karaniwang ginagamit ang Pin 3 upang magbigay ng feedback sa mga amplifier, ngunit kung kinakailangan, maaari ding gamitin ang pin 3 bilang input upang magbigay ng mga pagbabago sa lapad ng pulso.
Kung ang boltahe sa kabuuan nito ay mataas (> ~ 3.5 V), pagkatapos ay walang mga pulso sa MS output. Ang suplay ng kuryente ay hindi magsisimula sa anumang pagkakataon.

Konklusyon 4

Kinokontrol nito ang hanay ng pagkakaiba-iba ng "patay" na oras (English Dead-Time Control), sa prinsipyo ito ay ang parehong duty cycle.
Kung ang boltahe dito ay malapit sa 0 V, kung gayon ang output ng microcircuit ay magkakaroon ng parehong minimum na posible at maximum na mga pulso ng lapad, na maaaring naaayon ay itakda ng iba pang mga signal ng input (error amplifier, pin 3).
Kung ang boltahe sa pin na ito ay humigit-kumulang 1.5 V, kung gayon ang lapad ng mga output pulse ay nasa paligid ng 50% ng kanilang maximum na lapad.
Kung ang boltahe sa pin na ito ay lumampas sa 3.3 V, pagkatapos ay walang mga pulso sa output ng MS. Ang suplay ng kuryente ay hindi magsisimula sa anumang pagkakataon.
Ngunit hindi mo dapat kalimutan na habang tumataas ang "patay" na oras, bababa ang saklaw ng pagsasaayos ng PWM.

Sa pamamagitan ng pagpapalit ng boltahe sa pin 4, maaari kang magtakda ng nakapirming lapad ng "patay" na oras (R-R divider), magpatupad ng soft start mode sa power supply (R-C chain), magbigay ng remote shutdown ng MS (key), at maaari mo ring gamitin ang pin na ito bilang isang linear control input.

Tingnan natin (para sa mga hindi nakakaalam) kung ano ang "patay" na oras at kung ano ang kailangan nito.
Kapag ang isang push-pull power supply circuit ay nagpapatakbo, ang mga pulse ay halili na ibinibigay mula sa mga output ng microcircuit hanggang sa mga base (gate) ng mga output transistors. Dahil ang anumang transistor ay isang inertial na elemento, hindi ito maaaring agad na magsara (magbukas) kapag ang isang signal ay inalis (ibinigay) mula sa base (gate) ng output transistor. At kung ang mga pulso ay inilapat sa mga output transistor nang walang "patay" na oras (iyon ay, ang isang pulso ay tinanggal mula sa isa at agad na inilapat sa pangalawa), isang sandali ay maaaring dumating kapag ang isang transistor ay walang oras upang isara, ngunit ang pangalawa ay may nakabukas na. Pagkatapos ang lahat ng kasalukuyang (tinatawag sa pamamagitan ng kasalukuyang) ay dadaloy sa parehong bukas na mga transistor, na lumalampas sa pagkarga (transformer winding), at dahil hindi ito malilimitahan ng anuman, ang mga output transistor ay agad na mabibigo.
Upang maiwasang mangyari ito, kinakailangan na pagkatapos ng pagtatapos ng isang pulso at bago magsimula ang susunod, lumipas ang ilang tiyak na oras, sapat na para sa maaasahang pagsasara ng output transistor mula sa kung saan ang input ay tinanggal ang control signal.
Ang oras na ito ay tinatawag na "patay" na oras.

Oo, kung titingnan natin ang figure na may komposisyon ng microcircuit, makikita natin na ang pin 4 ay konektado sa input ng dead time adjustment comparator (DA1) sa pamamagitan ng boltahe na pinagmumulan ng 0.1-0.12 V. Para saan ito ginagawa?
Ito ay tiyak na ginagawa upang matiyak na ang maximum na lapad (duty factor) ng mga output pulse ay hindi kailanman katumbas ng 100%, upang matiyak ang ligtas na operasyon ng mga output (output) transistors.
Iyon ay, kung "kumonekta" ka sa pin 4 sa karaniwang wire, pagkatapos ay sa input ng comparator DA1 ay wala pa ring zero boltahe, ngunit magkakaroon ng boltahe ng halagang ito lamang (0.1-0.12 V) at mga pulso mula sa sawtooth voltage generator (RPG) ay lilitaw lamang sa output ng microcircuit kapag ang kanilang amplitude sa pin 5 ay lumampas sa boltahe na ito. Iyon ay, ang microcircuit ay may nakapirming maximum na threshold ng duty cycle ng output pulses, na hindi lalampas sa 95-96% para sa single-cycle mode ng operasyon ng output stage, at 47.5-48% para sa push-pull. mode ng pagpapatakbo ng yugto ng output.

Konklusyon 5

Ito ang output ng GPG; ito ay inilaan para sa pagkonekta ng isang timing capacitor Ct dito, ang pangalawang dulo nito ay konektado sa karaniwang wire. Karaniwang pinipili ang kapasidad nito mula 0.01 µF hanggang 0.1 µF, depende sa dalas ng output ng mga pulso ng GPG ng PWM controller. Bilang isang patakaran, ang mga de-kalidad na capacitor ay ginagamit dito.
Maaaring kontrolin ang dalas ng output ng GPG sa pin na ito. Ang generator output voltage swing (amplitude ng output pulses) ay nasa paligid ng 3 volts.

Konklusyon 6

Ito rin ang output ng GPN, na nilayon para sa pagkonekta dito ng isang risistor sa pagtatakda ng oras na Rt, ang pangalawang dulo nito ay konektado sa karaniwang kawad.
Tinutukoy ng mga halaga ng Rt at Ct ang dalas ng output ng gas pump, at kinakalkula gamit ang formula para sa single-cycle operating mode;

Para sa push-pull operating mode, ang formula ay ang mga sumusunod;

Para sa mga PWM controllers mula sa ibang mga kumpanya, ang dalas ay kinakalkula gamit ang parehong formula, maliban na ang numero 1 ay kailangang baguhin sa 1.1.

Konklusyon 7

Kumokonekta ito sa karaniwang wire ng circuit ng device sa PWM controller.

Konklusyon 8

Ang microcircuit ay naglalaman ng isang yugto ng output na may dalawang output transistors, na mga switch ng output nito. Ang mga terminal ng mga collectors at emitters ng mga transistor na ito ay libre, at samakatuwid, depende sa pangangailangan, ang mga transistor na ito ay maaaring isama sa circuit upang gumana sa parehong isang karaniwang emitter at isang karaniwang kolektor.
Depende sa boltahe sa pin 13, ang yugto ng output na ito ay maaaring gumana sa alinman sa push-pull o single-cycle mode. Sa single-ended operating mode, ang mga transistor na ito ay maaaring konektado sa parallel upang mapataas ang kasalukuyang load, na kung saan ay kung ano ang karaniwang ginagawa.
Kaya, ang pin 8 ay ang collector pin ng transistor 1.

Konklusyon 9

Ito ang emitter pin ng transistor 1.

Konklusyon 10

Ito ang emitter pin ng transistor 2.

Konklusyon 11

Ito ang kolektor ng transistor 2.

Konklusyon 12

Ang "plus" ng TL494CN power supply ay konektado sa pin na ito.

Konklusyon 13

Ito ang output para sa pagpili ng operating mode ng yugto ng output. Kung ang pin na ito ay konektado sa karaniwang wire, ang yugto ng output ay gagana sa single-ended mode. Magiging pareho ang output signal sa mga terminal ng transistor switch.
Kung mag-aplay ka ng boltahe na +5 V sa pin na ito (ikonekta ang mga pin 13 at 14), pagkatapos ay gagana ang mga switch ng output sa push-pull mode. Ang mga output signal sa mga terminal ng transistor switch ay mawawala sa phase at ang dalas ng output pulse ay magiging kalahati ng mas marami.

Konklusyon 14

Ito ang output ng kuwadra AT alisan ng tubig TUNGKOL SA porn N boltahe (ION), Na may output na boltahe na +5 V at isang output na kasalukuyang hanggang sa 10 mA, na maaaring magamit bilang isang sanggunian para sa paghahambing sa mga error amplifier, at para sa iba pang mga layunin.

Konklusyon 15

Ito ay gumagana nang eksakto sa pin 2. Kung ang pangalawang error amplifier ay hindi ginagamit, pagkatapos ay ang pin 15 ay konektado lamang sa pin 14 (reference boltahe +5 V).

Konklusyon 16

Gumagana ito sa parehong paraan tulad ng pin 1. Kung ang pangalawang error amplifier ay hindi ginagamit, karaniwan itong konektado sa karaniwang wire (pin 7).
Sa pin 15 na konektado sa +5V at pin 16 na konektado sa lupa, walang output boltahe mula sa pangalawang amplifier, kaya wala itong epekto sa pagpapatakbo ng chip.

Ang prinsipyo ng pagpapatakbo ng microcircuit.

Kaya paano gumagana ang TL494 PWM controller?
Sa itaas, sinuri namin nang detalyado ang layunin ng mga pin ng microcircuit na ito at kung anong function ang ginagawa nila.
Kung ang lahat ng ito ay maingat na pinag-aralan, pagkatapos ay mula sa lahat ng ito ay nagiging malinaw kung paano gumagana ang microcircuit na ito. Ngunit muli kong ilalarawan nang maikli ang prinsipyo ng pagpapatakbo nito.

Kapag ang microcircuit ay karaniwang naka-on at ang kapangyarihan ay ibinibigay dito (minus sa pin 7, plus sa pin 12), ang GPG ay nagsisimulang gumawa ng sawtooth pulse na may amplitude na humigit-kumulang 3 volts, ang dalas nito ay depende sa C at R konektado sa mga pin 5 at 6 ng microcircuit.
Kung ang halaga ng mga signal ng kontrol (sa mga pin 3 at 4) ay mas mababa sa 3 volts, pagkatapos ay lilitaw ang mga hugis-parihaba na pulse sa mga output switch ng microcircuit, ang lapad nito (duty factor) ay nakasalalay sa halaga ng mga control signal sa mga pin 3 at 4.
Iyon ay, inihahambing ng microcircuit ang positibong boltahe ng sawtooth mula sa capacitor Ct (C1) sa alinman sa dalawang control signal.
Ang mga logic circuit para sa pagkontrol sa mga output transistors na VT1 at VT2 ay nagbubukas lamang sa kanila kapag ang boltahe ng sawtooth pulses ay mas mataas kaysa sa mga control signal. At mas malaki ang pagkakaibang ito, mas malawak ang output pulse (mas malaki ang duty cycle).
Ang boltahe ng kontrol sa pin 3 naman ay nakasalalay sa mga signal sa mga input ng mga operational amplifier (error amplifier), na maaaring kontrolin ang output boltahe at output kasalukuyang ng power supply.

Kaya, ang pagtaas o pagbaba sa halaga ng anumang control signal ay nagdudulot ng kaukulang linear na pagbaba o pagtaas sa lapad ng mga pulso ng boltahe sa mga output ng microcircuit.
Gaya ng nabanggit sa itaas, ang boltahe mula sa pin 4 (dead time control), ang mga input ng error amplifier, o ang feedback signal input nang direkta mula sa pin 3 ay maaaring gamitin bilang mga control signal.

Ang teorya, tulad ng sinasabi nila, ay teorya, ngunit ito ay magiging mas mahusay na makita at "hawakan" ang lahat ng ito sa pagsasanay, kaya't tipunin natin ang sumusunod na circuit sa isang breadboard at tingnan sa ating sariling mga mata kung paano gumagana ang lahat.

Ang pinakamadali at pinakamabilis na paraan ay ang tipunin ang lahat sa isang breadboard. Oo, na-install ko ang KA7500 chip. Ang pin "13" ng microcircuit ay konektado sa karaniwang wire, iyon ay, ang aming mga output switch ay gagana sa single-cycle mode (ang mga signal sa mga transistor ay magiging pareho), at ang dalas ng pag-uulit ng mga output pulse ay tumutugma sa ang dalas ng boltahe ng sawtooth ng GPG.

Ikinonekta ko ang oscilloscope sa mga sumusunod na control point:
- Ang unang sinag sa pin "4", upang kontrolin ang pare-pareho ang boltahe sa pin na ito. Matatagpuan sa gitna ng screen sa zero line. Sensitivity - 1 bolta bawat dibisyon;
- Ang pangalawang beam upang i-pin ang "5", upang kontrolin ang boltahe ng sawtooth ng GPG. Ito ay matatagpuan din sa zero line (parehong beam ay pinagsama) sa gitna ng oscilloscope at may parehong sensitivity;
- Ang ikatlong sinag sa output ng microcircuit upang i-pin ang "9", upang kontrolin ang mga pulso sa output ng microcircuit. Ang sensitivity ng beam ay 5 volts bawat division (0.5 volts, kasama ang divider ng 10). Matatagpuan sa ibaba ng screen ng oscilloscope.

Nakalimutan kong sabihin, ang mga output switch ng microcircuit ay konektado sa isang karaniwang kolektor. Sa madaling salita - ayon sa circuit ng tagasunod ng emitter. Bakit repeater? Dahil ang signal sa emitter ng transistor ay eksaktong inuulit ang base signal, upang malinaw nating makita ang lahat.
Kung aalisin mo ang signal mula sa kolektor ng transistor, ito ay mababaligtad (baligtad) na may kaugnayan sa base signal.
Nagbibigay kami ng kapangyarihan sa microcircuit at tingnan kung ano ang mayroon kami sa mga terminal.

Sa ikaapat na binti mayroon kaming zero (ang trimmer resistor slider ay nasa pinakamababang posisyon), ang unang beam ay nasa zero line sa gitna ng screen. Ang mga error amplifier ay hindi rin gumagana.
Sa ikalimang binti nakita namin ang boltahe ng sawtooth ng GPN (pangalawang ray), na may amplitude na bahagyang higit sa 3 volts.
Sa output ng microcircuit (pin 9) nakikita natin ang mga hugis-parihaba na pulso na may amplitude na mga 15 volts at isang maximum na lapad (96%). Ang mga tuldok sa ibaba ng screen ay eksaktong nakapirming duty cycle threshold. Para mas madaling makita, i-on natin ang stretch sa oscilloscope.

Well, mas makikita mo na ngayon. Ito ay tiyak na oras kung kailan ang pulse amplitude ay bumaba sa zero at ang output transistor ay sarado para sa maikling oras na ito. Ang zero level para sa beam na ito ay nasa ibaba ng screen.
Well, magdagdag tayo ng boltahe sa pin "4" at tingnan kung ano ang makukuha natin.

Sa pin "4" nagtakda ako ng isang pare-parehong boltahe ng 1 bolta gamit ang isang trimming risistor, ang unang beam ay tumaas ng isang dibisyon (tuwid na linya sa screen ng oscilloscope). Ano ang nakikita natin? Tumaas ang oras ng patay (bumaba ang duty cycle), ito ang may tuldok na linya sa ibaba ng screen. Iyon ay, ang output transistor ay sarado para sa halos kalahati ng tagal ng pulso mismo.
Magdagdag pa tayo ng isa pang bolta na may trimming resistor sa pin "4" ng microcircuit.

Nakikita namin na ang unang sinag ay tumaas ng isa pang dibisyon, ang tagal ng mga output pulse ay naging mas maikli (1/3 ng tagal ng buong pulso), at ang patay na oras (ang oras ng pagsasara ng output transistor) ay tumaas. sa dalawang katlo. Iyon ay, malinaw na nakikita na ang lohika ng microcircuit ay inihahambing ang antas ng GPG signal sa antas ng control signal, at ipinapasa sa output lamang ang GPG signal na ang antas ay mas mataas kaysa sa control signal.

Upang maging mas malinaw, ang tagal (lapad) ng mga output pulse ng microcircuit ay magiging kapareho ng tagal (lapad) ng sawtooth boltahe output pulses na matatagpuan sa itaas ng antas ng control signal (sa itaas ng tuwid na linya sa oscilloscope screen).

Pumunta pa tayo, magdagdag ng isa pang bolta upang i-pin ang "4" ng microcircuit. Ano ang nakikita natin? Sa output ng microcircuit mayroong napakaikling mga pulso, humigit-kumulang pareho sa lapad ng mga taluktok ng boltahe ng sawtooth na nakausli sa itaas ng tuwid na linya. I-on natin ang kahabaan sa oscilloscope para mas makita ang pulso.

Dito, nakikita namin ang isang maikling pulso, kung saan ang output transistor ay bukas, at ang natitirang oras (mas mababang linya sa screen) ay isasara.
Well, subukan nating dagdagan ang boltahe sa pin "4" nang higit pa. Gumagamit kami ng trimming resistor upang itakda ang boltahe sa output sa itaas ng antas ng boltahe ng sawtooth ng GPG.

Well, iyon lang, ang aming power supply ay hihinto sa paggana, dahil ang output ay ganap na "kalmado". Walang mga output pulse, dahil sa control pin "4" mayroon kaming pare-pareho na antas ng boltahe na higit sa 3.3 volts.
Ganap na pareho ang mangyayari kung maglalapat ka ng control signal sa pin "3" o sa anumang error amplifier. Kung ang sinuman ay interesado, maaari mong suriin ito sa iyong sarili nang eksperimental. Bukod dito, kung ang mga signal ng kontrol ay nasa lahat ng mga control pin nang sabay-sabay at kontrolin ang microcircuit (mangibabaw), magkakaroon ng signal mula sa control pin na ang amplitude ay mas malaki.

Well, subukan nating idiskonekta ang pin "13" mula sa karaniwang wire at ikonekta ito sa pin "14", iyon ay, ilipat ang operating mode ng mga switch ng output mula sa single-cycle hanggang push-pull. Tingnan natin kung ano ang magagawa natin.

Gamit ang isang trimming risistor, muli naming dinadala ang boltahe sa pin "4" sa zero. I-on ang power. Ano ang nakikita natin?
Ang output ng microcircuit ay naglalaman din ng mga hugis-parihaba na pulso ng maximum na tagal, ngunit ang kanilang dalas ng pag-uulit ay naging kalahati ng dalas ng mga pulso ng sawtooth.
Ang parehong mga pulso ay nasa pangalawang key transistor ng microcircuit (pin 10), na may pagkakaiba lamang na sila ay ililipat sa oras na may kaugnayan sa mga ito ng 180 degrees.
Mayroon ding maximum na duty cycle threshold (2%). Ngayon ay hindi ito nakikita, kailangan mong ikonekta ang ika-4 na sinag ng oscilloscope at pagsamahin ang dalawang output signal nang magkasama. Ang ikaapat na probe ay wala sa kamay, kaya hindi ko ginawa ito. Sinuman na gustong, tingnan ito nang praktikal para sa iyong sarili upang matiyak ito.

Sa mode na ito, ang microcircuit ay gumagana nang eksakto sa parehong paraan tulad ng sa single-cycle na mode, ang pagkakaiba lamang ay ang maximum na tagal ng output pulses dito ay hindi lalampas sa 48% ng kabuuang tagal ng pulso.
Kaya't hindi namin isasaalang-alang ang mode na ito sa loob ng mahabang panahon, ngunit tingnan lamang kung anong uri ng mga pulso ang mayroon kami kapag ang boltahe sa pin "4" ay dalawang volts.

Itinataas namin ang boltahe gamit ang isang trimmer risistor. Ang lapad ng mga output pulse ay nabawasan sa 1/6 ng kabuuang tagal ng pulso, iyon ay, eksaktong dalawang beses din kaysa sa single-cycle na mode ng pagpapatakbo ng mga output switch (1/3 beses doon).
Sa output ng pangalawang transistor (pin 10) magkakaroon ng parehong mga pulso, inilipat lamang sa oras ng 180 degrees.
Well, sa prinsipyo, nasuri namin ang pagpapatakbo ng PWM controller.

Gayundin sa pin "4". Tulad ng nabanggit kanina, ang pin na ito ay maaaring gamitin para sa isang "malambot" na pagsisimula ng power supply. Paano ito ayusin?
Napakasimple. Upang gawin ito, ikonekta ang isang RC circuit sa pin "4". Narito ang isang halimbawang fragment ng diagram:

Paano gumagana ang "soft start" dito? Tingnan natin ang diagram. Ang Capacitor C1 ay konektado sa ION (+5 volts) sa pamamagitan ng risistor R5.
Kapag inilapat ang kapangyarihan sa microcircuit (pin 12), lalabas ang +5 volts sa pin 14. Nagsisimulang mag-charge ang Capacitor C1. Ang kasalukuyang singilin ng kapasitor ay dumadaloy sa risistor R5, sa sandali ng paglipat nito ay maximum (ang kapasitor ay pinalabas) at isang boltahe na drop ng 5 volts ay nangyayari sa buong risistor, na ibinibigay sa pin "4". Ang boltahe na ito, tulad ng nalaman na natin sa eksperimento, ay nagbabawal sa pagpasa ng mga pulso sa output ng microcircuit.
Habang nagcha-charge ang capacitor, bumababa ang charging current at bumababa nang naaayon ang boltahe drop sa risistor. Ang boltahe sa pin "4" ay bumababa din at ang mga pulso ay nagsisimulang lumitaw sa output ng microcircuit, ang tagal nito ay unti-unting tumataas (habang ang mga singil ng kapasitor). Kapag ang capacitor ay ganap na na-charge, ang charging current ay hihinto, ang boltahe sa pin "4" ay nagiging malapit sa zero, at ang pin "4" ay hindi na nakakaapekto sa tagal ng output pulses. Bumalik ang power supply sa operating mode nito.
Naturally, nahulaan mo na ang oras ng pagsisimula ng power supply (umaabot ito sa operating mode) ay depende sa laki ng risistor at kapasitor, at sa pamamagitan ng pagpili sa mga ito posible na ayusin ang oras na ito.

Sa madaling sabi, ito ay ang lahat ng teorya at kasanayan, at walang partikular na kumplikado dito, at kung naiintindihan at naiintindihan mo ang gawain ng PWM na ito, hindi magiging mahirap para sa iyo na maunawaan at maunawaan ang gawain ng iba pang mga PWM.

Good luck sa lahat.

Ang microcircuit na pinag-uusapan ay nabibilang sa listahan ng pinakakaraniwan at malawakang ginagamit na pinagsama-samang mga electronic circuit. Ang hinalinhan nito ay ang UC38xx series ng PWM controllers mula sa Unitrode. Noong 1999, ang kumpanyang ito ay binili ng Texas Instruments, at mula noon nagsimula ang pagbuo ng linya ng mga controllers na ito, na humahantong sa paglikha noong unang bahagi ng 2000s. Mga chip ng serye ng TL494. Bilang karagdagan sa UPS na nabanggit na sa itaas, maaari silang matagpuan sa mga regulator ng boltahe ng DC, kinokontrol na mga drive, soft starter - sa isang salita, saanman ginagamit ang regulasyon ng PWM. Kabilang sa mga kumpanyang nag-clone ng chip na ito ay ang mga sikat na tatak sa mundo tulad ng Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. Lahat sila ay nagbibigay ng isang detalyadong paglalarawan ng kanilang mga produkto, ang tinatawag na TL494CN datasheet.

Dokumentasyon

Ang pagsusuri ng mga paglalarawan ng uri ng microcircuit na pinag-uusapan mula sa iba't ibang mga tagagawa ay nagpapakita ng praktikal na pagkakakilanlan ng mga katangian nito. Ang dami ng impormasyong ibinigay ng iba't ibang kumpanya ay halos pareho. Bukod dito, ang datasheet ng TL494CN mula sa mga tatak tulad ng Motorola, Inc at ON Semiconductor ay ginagaya ang isa't isa sa kanilang istraktura, mga figure, mga talahanayan at mga graph. Ang presentasyon ng materyal ng Texas Instruments ay medyo naiiba sa kanila, ngunit sa masusing pag-aaral ay nagiging malinaw na ang tinutukoy nila ay isang magkatulad na produkto.

Layunin ng TL494CN chip

Ayon sa kaugalian, sisimulan namin ang aming paglalarawan sa layunin at listahan ng mga panloob na device. Ito ay isang PWM controller na may nakapirming frequency, pangunahing inilaan para sa paggamit sa UPS, at naglalaman ng mga sumusunod na device: sawtooth voltage generator (RVG); mga error amplifier; reference na pinagmulan ng boltahe +5 V; "patay na oras" adjustment circuit; output transistor switch para sa kasalukuyang hanggang sa 500 mA; scheme para sa pagpili ng one- o two-stroke operating mode.

Limitahan ang mga parameter

Tulad ng anumang iba pang microcircuit, ang paglalarawan ng TL494CN ay dapat na naglalaman ng isang listahan ng mga maximum na pinapahintulutang katangian ng pagganap. Bigyan natin sila batay sa data mula sa Motorola, Inc: Supply voltage: 42 V. Boltahe sa kolektor ng output transistor: 42 V. Collector current ng output transistor: 500 mA. Saklaw ng boltahe ng input ng amplifier: mula - 0.3 V hanggang +42 V. Power dissipation (sa t< 45 °C): 1000 мВт. Диапазон температур хранения: от -55 до +125 °С. Диапазон рабочих температур окружающей среды: от 0 до +70 °С. Следует отметить, что параметр 7 для микросхемы TL494IN несколько шире: от -25 до +85 °С.

Disenyo ng chip

TL494CN Ang isang paglalarawan sa Russian ng mga terminal ng kaso nito ay ipinapakita sa figure sa ibaba.

Ang microcircuit ay inilalagay sa isang plastic (ito ay ipinahiwatig ng letrang N sa dulo ng pagtatalaga nito) 16-pin case na may PDP-type na mga pin.

Hitsura ng chip

TL494CN: functional diagram

Kaya, ang gawain ng microcircuit na ito ay pulse width modulation (PWM, o Pulse Width Modulated (PWM)) ng mga boltahe na pulse na nabuo sa loob ng parehong regulated at unregulated UPS. Sa mga power supply ng unang uri, ang hanay ng mga tagal ng pulso, bilang panuntunan, ay umabot sa pinakamataas na posibleng halaga (~ 48% para sa bawat output sa mga push-pull circuit, na malawakang ginagamit sa pagpapagana ng mga audio amplifier ng kotse). Ang TL494CN chip ay may kabuuang 6 na output pin, 4 sa mga ito (1, 2, 15, 16) ay mga input sa panloob na error amplifier na ginagamit upang protektahan ang UPS mula sa kasalukuyan at potensyal na labis na karga. Ang Pin #4 ay isang 0 hanggang 3V signal input upang ayusin ang duty cycle ng square wave output, at #3 ay isang comparator output at maaaring gamitin sa maraming paraan. Ang isa pang 4 (mga numero 8, 9, 10, 11) ay mga libreng collectors at emitters ng transistors na may maximum na pinapayagang load current na 250 mA (sa long-term mode na hindi hihigit sa 200 mA). Maaari silang konektado sa mga pares (9 na may 10, at 8 na may 11) upang makontrol ang malakas na field-effect transistors (MOSFET transistors) na may pinakamataas na pinapayagang kasalukuyang 500 mA (hindi hihigit sa 400 mA sa tuloy-tuloy na mode).

Ang microcircuit ay may built-in na reference voltage source (RES) +5 V (No. 14). Ito ay kadalasang ginagamit bilang isang reference na boltahe (na may katumpakan na ± 1%), na ibinibigay sa mga input ng mga circuit na kumonsumo ng hindi hihigit sa 10 mA, halimbawa, sa pin 13 para sa pagpili ng isa o dalawang-cycle na operating mode ng microcircuit: kung ang +5 V ay naroroon dito, ang pangalawang mode ay pinili , kung mayroong isang minus na boltahe ng supply dito - ang una. Upang ayusin ang dalas ng ramp voltage generator (RVG), isang kapasitor at risistor ang ginagamit, na konektado sa mga pin 5 at 6, ayon sa pagkakabanggit. At, siyempre, ang microcircuit ay may mga pin para sa pagkonekta ng plus at minus power supply (mga numero 12 at 7, ayon sa pagkakabanggit) sa hanay mula 7 hanggang 42 V. Mula sa diagram makikita na mayroong isang bilang ng iba pang mga panloob na aparato sa TL494CN. Ang isang paglalarawan sa Russian ng kanilang functional na layunin ay ibibigay sa ibaba habang ang materyal ay ipinakita.

Mga function ng input pin

Katulad ng ibang electronic device. ang microcircuit na pinag-uusapan ay may sariling mga input at output. Magsisimula tayo sa mga una. Ang isang listahan ng mga TL494CN pin na ito ay naibigay na sa itaas. Ang isang paglalarawan sa Russian ng kanilang functional na layunin ay ibibigay sa ibaba na may mga detalyadong paliwanag.
Konklusyon 1
Ito ang positive (non-inverting) input ng error amplifier 1. Kung mas mababa ang boltahe nito kaysa sa boltahe sa pin 2, mababa ang output ng error amplifier 1. Kung mas mataas ito kaysa sa pin 2, magiging mataas ang signal ng error amplifier 1. Ang output ng amplifier ay mahalagang sumusunod sa positibong input gamit ang pin 2 bilang reference. Ang mga function ng mga error amplifier ay ilalarawan nang mas detalyado sa ibaba.
Konklusyon 2
Ito ang negatibong (inverting) input ng error amplifier 1. Kung ang pin na ito ay mas mataas kaysa sa pin 1, ang output ng error amplifier 1 ay magiging mababa. Kung ang boltahe sa pin na ito ay mas mababa kaysa sa boltahe sa pin 1, magiging mataas ang output ng amplifier.
Konklusyon 15
Gumagana ito nang eksakto sa # 2. Kadalasan ang pangalawang error amplifier ay hindi ginagamit sa TL494CN. Ang circuit ng koneksyon sa kasong ito ay naglalaman ng pin 15 na konektado lamang sa 14 (reference boltahe +5 V).
Konklusyon 16
Gumagana ito sa parehong paraan tulad ng No. 1. Karaniwan itong nakakabit sa karaniwang No. 7 kapag hindi ginagamit ang pangalawang error amplifier. Sa pin 15 na konektado sa +5V at pin 16 na konektado sa karaniwan, ang output ng pangalawang amplifier ay mababa at samakatuwid ay walang epekto sa pagpapatakbo ng chip.
Konklusyon 3
Ang pin na ito at ang bawat panloob na amplifier ng TL494CN ay pinagsama sa pamamagitan ng mga diode. Kung ang signal sa output ng alinman sa mga ito ay nagbabago mula sa mababa hanggang sa mataas na antas, pagkatapos ay sa No. 3 ito ay tumataas din. Kapag ang signal sa pin na ito ay lumampas sa 3.3 V, ang mga output pulse ay naka-off (zero duty cycle). Kapag ang boltahe sa kabuuan nito ay malapit sa 0 V, ang tagal ng pulso ay pinakamataas. Sa pagitan ng 0 at 3.3 V, ang lapad ng pulso ay mula 50% hanggang 0% (para sa bawat isa sa mga output ng PWM controller - sa mga pin 9 at 10 sa karamihan ng mga device). Kung kinakailangan, ang pin 3 ay maaaring gamitin bilang isang input signal o maaaring gamitin upang magbigay ng pamamasa para sa rate ng pagbabago ng lapad ng pulso. Kung ang boltahe dito ay mataas (> ~3.5V), walang paraan upang simulan ang UPS sa PWM controller (walang mga pulso mula dito).
Konklusyon 4
Kinokontrol nito ang hanay ng duty cycle ng mga output pulse (English Dead-Time Control). Kung ang boltahe sa kabuuan nito ay malapit sa 0 V, ang microcircuit ay makakapag-output ng parehong minimum na posible at maximum na lapad ng pulso (na tinutukoy ng iba pang mga signal ng input). Kung ang boltahe na humigit-kumulang 1.5V ay inilapat sa pin na ito, ang output pulse width ay magiging limitado sa 50% ng maximum na lapad nito (o ~25% duty cycle para sa isang push-pull PWM controller mode). Kung mataas ang boltahe (>~3.5V), walang paraan upang simulan ang UPS sa TL494CN. Ang circuit ng koneksyon nito ay madalas na naglalaman ng No. 4, direktang konektado sa lupa. Mahalagang tandaan! Ang signal sa mga pin 3 at 4 ay dapat nasa ibaba ~3.3 V. Ngunit ano ang mangyayari kung ito ay malapit sa, halimbawa, +5 V? Paano ang magiging kilos ng TL494CN? Ang circuit converter ng boltahe dito ay hindi bubuo ng mga pulso, i.e. walang magiging output boltahe mula sa UPS.
Konklusyon 5
Nagsisilbi upang ikonekta ang timing capacitor Ct, kasama ang pangalawang contact nito na konektado sa lupa. Ang mga halaga ng kapasidad ay karaniwang nasa pagitan ng 0.01 µF at 0.1 µF. Ang mga pagbabago sa halaga ng bahaging ito ay humantong sa mga pagbabago sa dalas ng GPG at ang mga output pulse ng PWM controller. Karaniwan, ang mga de-kalidad na capacitor na may napakababang temperatura na koepisyent (na may napakakaunting pagbabago sa kapasidad na may temperatura) ay ginagamit.
Konklusyon 6
Upang ikonekta ang timing risistor Rt, kasama ang pangalawang contact nito na konektado sa lupa. Tinutukoy ng mga halaga ng Rt at Ct ang dalas ng FPG. f = 1.1: (Rt x Ct).
Konklusyon 7
Kumokonekta ito sa karaniwang wire ng circuit ng device sa PWM controller.
Konklusyon 12
Ito ay minarkahan ng mga titik na VCC. Ito ay konektado sa "plus" ng TL494CN power supply. Ang circuit ng koneksyon nito ay karaniwang naglalaman ng No. 12, na konektado sa switch ng power supply. Maraming UPS ang gumagamit ng pin na ito upang i-on at i-off ang power (at ang UPS mismo). Kung mayroong +12 V dito at ang No. 7 ay grounded, gagana ang GPN at ION microcircuits.
Konklusyon 13
Ito ang operating mode input. Ang paggana nito ay inilarawan sa itaas.

Mga Pag-andar ng Output Pin

Nakalista din sila sa itaas para sa TL494CN. Ang isang paglalarawan sa Russian ng kanilang functional na layunin ay ibibigay sa ibaba na may mga detalyadong paliwanag.
Konklusyon 8
Ang chip na ito ay may 2 NPN transistors, na siyang mga output switch nito. Ang pin na ito ay ang kolektor ng transistor 1, kadalasang konektado sa isang palaging pinagmumulan ng boltahe (12 V). Gayunpaman, sa mga circuit ng ilang mga aparato ito ay ginagamit bilang isang output, at maaari mong makita ang isang parisukat na alon dito (tulad ng sa No. 11).
Konklusyon 9
Ito ang emitter ng transistor 1. Ito ay nagtutulak ng UPS power transistor (FET sa karamihan ng mga kaso) sa isang push-pull circuit, direkta man o sa pamamagitan ng intermediate transistor.
Konklusyon 10
Ito ang emitter ng transistor 2. Sa single-cycle mode, ang signal dito ay pareho sa No. 9. Sa push-pull mode, ang mga signal sa No. 9 at 10 ay antiphase, ibig sabihin, kapag ang signal level ay mataas sa isa, pagkatapos ito ay mababa sa isa, at vice versa. Sa karamihan ng mga device, ang mga signal mula sa mga naglalabas ng output transistor switch ng microcircuit na pinag-uusapan ay kumokontrol sa malakas na field-effect transistors, na naka-ON kapag ang boltahe sa mga pin 9 at 10 ay mataas (sa itaas ~ 3.5 V, ngunit hindi ito sa anumang paraan na nauugnay sa 3.3 V na antas sa No. No. 3 at 4).
Konklusyon 11
Ito ang kolektor ng transistor 2, kadalasang konektado sa isang palaging pinagmumulan ng boltahe (+12 V). Tandaan: Sa mga device na nakabatay sa TL494CN, ang circuit ng koneksyon nito ay maaaring maglaman ng mga collectors at emitter ng transistors 1 at 2 bilang mga output ng PWM controller, bagama't mas karaniwan ang pangalawang opsyon. Gayunpaman, mayroong mga pagpipilian kapag ang eksaktong mga pin 8 at 11 ay mga output. Kung nakakita ka ng isang maliit na transpormer sa circuit sa pagitan ng microcircuit at ng field-effect transistors, ang output signal ay malamang na kinuha mula sa kanila (mula sa mga collectors).
Konklusyon 14
Ito ang output ng ION, na inilarawan din sa itaas.

Prinsipyo ng operasyon

Paano gumagana ang TL494CN chip? Magbibigay kami ng paglalarawan kung paano ito gumagana batay sa mga materyales mula sa Motorola, Inc. Ang output ng modulasyon ng lapad ng pulso ay nakakamit sa pamamagitan ng paghahambing ng positibong ramp signal mula sa capacitor Ct sa alinman sa dalawang control signal. Kinokontrol ng NOR logic circuit ang output transistors Q1 at Q2, binubuksan lamang ang mga ito kapag bumaba ang signal sa clock input (C1) ng flip-flop (tingnan ang TL494CN functional diagram). Kaya, kung ang input C1 ng trigger ay nasa isang lohikal na isang antas, kung gayon ang mga output transistors ay sarado sa parehong mga operating mode: single-cycle at push-pull. Kung mayroong signal ng orasan sa input na ito, pagkatapos ay sa push-pull mode ang transistor switch ay bumukas nang isa-isa kapag ang clock pulse cutoff ay dumating sa trigger. Sa single-ended mode, ang isang flip-flop ay hindi ginagamit at ang parehong output switch ay bukas nang sabay-sabay. Ang bukas na estado na ito (sa parehong mga mode) ay posible lamang sa bahaging iyon ng panahon ng GPG kapag ang boltahe ng sawtooth ay mas malaki kaysa sa mga signal ng kontrol. Kaya, ang pagtaas o pagbaba sa halaga ng control signal ay nagdudulot ng kaukulang linear na pagtaas o pagbaba sa lapad ng mga pulso ng boltahe sa mga output ng microcircuit. Ang boltahe mula sa pin 4 (dead time control), ang mga input ng error amplifier, o ang feedback signal input mula sa pin 3 ay maaaring gamitin bilang mga control signal.

ANG ARTIKULO AY INIHANDA BATAY SA AKLAT NI A. V. GOLOVKOV at V. B LYUBITSKY “POWER SUPPLY SUPPLY PARA SA SYSTEM MODULE NG IBM PC-XT/AT TYPE” PUBLISHING HOUSE “LAD&N” Moscow 1995 na na-download sa electronic form mula sa Internet

CONTROL IC TL494

Sa modernong mga UPS, ang mga dalubhasang integrated circuit (ICs) ay karaniwang ginagamit upang makabuo ng control boltahe para sa paglipat ng mga transistor ng kapangyarihan ng converter.
Ang perpektong control IC upang matiyak ang normal na operasyon ng isang UPS sa PWM mode ay dapat matugunan ang karamihan sa mga sumusunod na kondisyon:
operating boltahe hindi mas mataas kaysa sa 40V;
ang pagkakaroon ng isang mataas na matatag na thermally stabilized reference boltahe source;
pagkakaroon ng isang sawtooth boltahe generator
pagbibigay ng kakayahang i-synchronize ang isang programmable soft start sa isang panlabas na signal;
ang pagkakaroon ng mismatch signal amplifier na may mataas na common-mode na boltahe;
pagkakaroon ng isang PWM comparator;
pagkakaroon ng isang trigger na kinokontrol ng pulso;
ang pagkakaroon ng isang dalawang-channel na pre-terminal cascade na may proteksyon ng short-circuit;
pagkakaroon ng double pulse suppression logic;
pagkakaroon ng mga paraan para sa pagwawasto ng simetrya ng mga boltahe ng output;
ang pagkakaroon ng kasalukuyang limitasyon sa isang malawak na hanay ng mga karaniwang-mode na boltahe, pati na rin ang kasalukuyang limitasyon sa bawat panahon na may shutdown sa emergency mode;
pagkakaroon ng awtomatikong kontrol na may direktang paghahatid;
pagtiyak ng shutdown kapag bumaba ang supply boltahe;
pagbibigay ng proteksyon ng surge;
pagtiyak ng pagiging tugma sa lohika ng TTL/CMOS;
pagbibigay ng remote switching on at off.

Figure 11. TL494 control chip at ang pinout nito.

Sa karamihan ng mga kaso, ang isang TL494CN type microcircuit na ginawa ng TEXAS INSTRUMENT (USA) ay ginagamit bilang control circuit para sa klase ng UPS na isinasaalang-alang (Fig. 11). Ipinapatupad nito ang karamihan sa mga function na nakalista sa itaas at ginawa ng ilang dayuhang kumpanya sa ilalim ng iba't ibang pangalan. Halimbawa, ang kumpanya ng SHARP (Japan) ay gumagawa ng IR3M02 microcircuit, ang kumpanya ng FAIRCHILD (USA) - UA494, ang kumpanya ng SAMSUNG (Korea) - KA7500, ang kumpanya ng FUJITSU (Japan) - MB3759, atbp. Ang lahat ng mga microcircuit na ito ay kumpletong mga analogue ng domestic KR1114EU4 microcircuit. Isaalang-alang natin nang detalyado ang disenyo at pagpapatakbo ng control chip na ito. Ito ay espesyal na idinisenyo upang kontrolin ang bahagi ng kapangyarihan ng UPS at naglalaman ng (Fig. 12):

Figure 12. Functional diagram ng TL494 IC

Ramp boltahe generator DA6; ang dalas ng GPG ay tinutukoy ng mga halaga ng risistor at kapasitor na konektado sa ika-5 at ika-6 na pin, at sa klase ng power supply na isinasaalang-alang ay pinili na humigit-kumulang 60 kHz;
nagpapatatag reference boltahe source DA5 (Uref=+5,OB) na may panlabas na output (pin 14);
dead zone comparator DA1;
comparator PWM DA2;
boltahe error amplifier DA3;
error amplifier para sa kasalukuyang limitasyon ng signal DA4;
dalawang output transistors VT1 at VT2 na may bukas na collectors at emitters;
dynamic na push-pull D-trigger sa frequency division mode ng 2 - DD2;
auxiliary logic elements DD1 (2-OR), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
palaging pinagmumulan ng boltahe na may rating na 0.1BDA7;
DC source na may nominal na halaga na 0.7 mA DA8.
Magsisimula ang control circuit, i.e. Ang mga pagkakasunud-sunod ng mga pulso ay lilitaw sa mga pin 8 at 11 kung ang anumang supply boltahe ay inilapat sa pin 12, ang antas nito ay nasa hanay mula +7 hanggang +40 V. Ang buong hanay ng mga functional unit na kasama sa TL494 IC ay maaaring hatiin sa digital at sa analog na bahagi (digital at analog signal path). Kasama sa analog na bahagi ang mga error amplifier DA3, DA4, comparators DA1, DA2, sawtooth boltahe generator DA6, pati na rin ang mga pantulong na mapagkukunan DA5, DA7, DA8. Ang lahat ng iba pang mga elemento, kabilang ang mga output transistors, ay bumubuo sa digital na bahagi (digital path).

Figure 13. Operasyon ng TL494 IC sa nominal mode: U3, U4, U5 - mga boltahe sa mga pin 3, 4, 5.

Isaalang-alang muna natin ang pagpapatakbo ng digital path. Ang mga diagram ng timing na nagpapaliwanag sa pagpapatakbo ng microcircuit ay ipinapakita sa Fig. 13. Mula sa mga diagram ng tiyempo ay malinaw na ang mga sandali ng paglitaw ng mga output control pulses ng microcircuit, pati na rin ang kanilang tagal (diagram 12 at 13) ay tinutukoy ng estado ng output ng lohikal na elemento DD1 (diagram 5 ). Ang natitirang bahagi ng "lohika" ay gumaganap lamang ng pantulong na pag-andar ng paghahati ng mga output pulse ng DD1 sa dalawang channel. Sa kasong ito, ang tagal ng output pulses ng microcircuit ay tinutukoy ng tagal ng bukas na estado ng mga output transistors nito VT1, VT2. Dahil ang parehong mga transistor na ito ay may mga bukas na collectors at emitters, maaari silang konektado sa dalawang paraan. Kapag naka-on ayon sa isang circuit na may karaniwang emitter, ang mga output pulse ay tinanggal mula sa mga panlabas na collector load ng mga transistors (mula sa mga pin 8 at 11 ng microcircuit), at ang mga pulso mismo ay nakadirekta pababa mula sa positibong antas (ang nangungunang ang mga gilid ng mga pulso ay negatibo). Ang mga emitter ng transistors (pins 9 at 10 ng microcircuit) sa kasong ito ay karaniwang pinagbabatayan. Kapag binuksan ayon sa isang circuit na may isang karaniwang kolektor, ang mga panlabas na load ay konektado sa mga emitter ng mga transistors at ang mga output pulse, na nakadirekta sa kasong ito ng mga surges (ang mga nangungunang gilid ng mga pulse ay positibo), ay inalis mula sa mga emitter ng transistors VT1, VT2. Ang mga kolektor ng mga transistor na ito ay konektado sa power bus ng control chip (Upom).
Ang mga output pulse ng mga natitirang functional unit na bahagi ng digital na bahagi ng TL494 microcircuit ay nakadirekta pataas, anuman ang circuit diagram ng microcircuit.
Ang DD2 trigger ay isang push-pull dynamic na D flip-flop. Ang prinsipyo ng pagpapatakbo nito ay ang mga sumusunod. Sa nangungunang (positibong) gilid ng output pulse ng elemento DD1, ang estado ng input D ng flip-flop DD2 ay nakasulat sa panloob na rehistro. Sa pisikal, nangangahulugan ito na ang una sa dalawang flip-flop na kasama sa DD2 ay inililipat. Kapag natapos na ang pulso sa output ng elementong DD1, ang pangalawang flip-flop sa loob ng DD2 ay inililipat sa kahabaan ng bumabagsak na (negatibong) gilid ng pulso na ito, at nagbabago ang estado ng mga output ng DD2 (lumalabas ang impormasyong nabasa mula sa input D sa output Q) . Tinatanggal nito ang posibilidad ng isang pag-unlock na pulso na lumilitaw sa base ng bawat isa sa mga transistors VT1, VT2 dalawang beses sa isang panahon. Sa katunayan, hangga't ang antas ng pulso sa input C ng trigger DD2 ay hindi nagbago, ang estado ng mga output nito ay hindi magbabago. Samakatuwid, ang pulso ay ipinadala sa output ng microcircuit sa pamamagitan ng isa sa mga channel, halimbawa sa itaas (DD3, DD5, VT1). Kapag natapos ang pulso sa input C, i-trigger ang mga switch ng DD2, i-lock ang upper channel at i-unlock ang lower channel (DD4, DD6, VT2). Samakatuwid, ang susunod na pulso na darating sa input C at mga input na DD5, DD6 ay ipapadala sa output ng microcircuit sa pamamagitan ng mas mababang channel. Kaya, ang bawat isa sa mga output pulse ng elemento DD1, kasama ang negatibong gilid nito, ang mga switch ay nag-trigger ng DD2 at sa gayon ay nagbabago ang channel ng pagpasa ng susunod na pulso. Samakatuwid, ang reference na materyal para sa control microcircuit ay nagpapahiwatig na ang arkitektura ng microcircuit ay nagbibigay ng double pulse suppression, i.e. inaalis ang hitsura ng dalawang pulso sa pag-unlock batay sa parehong transistor bawat panahon.
Isaalang-alang natin nang detalyado ang isang panahon ng pagpapatakbo ng digital na landas ng microcircuit.
Ang hitsura ng isang pulso sa pag-unlock batay sa output transistor ng upper (VT1) o mas mababang (VT2) na channel ay tinutukoy ng lohika ng pagpapatakbo ng mga elemento DD5, DD6 ("2OR-NOT") at ang estado ng mga elemento DD3, DD4 (“2AND”), na, naman, ay tinutukoy ng estado ng trigger na DD2.
Ang operating logic ng 2-OR-NOT na elemento, tulad ng nalalaman, ay ang isang mataas na antas ng boltahe (lohikal 1) ay lumilitaw sa output ng naturang elemento sa tanging kaso kung saan ang mababang antas ng boltahe (logical 0) ay naroroon sa pareho ng mga input nito. Para sa iba pang posibleng kumbinasyon ng mga input signal, ang output ng elemento 2 OR-NOT ay may mababang antas ng boltahe (logical 0). Samakatuwid, kung sa output Q ng trigger DD2 mayroong isang lohikal na 1 (sandali ti ng diagram 5 sa Fig. 13), at sa output /Q mayroong isang lohikal na 0, pagkatapos ay sa parehong mga input ng elemento DD3 (2I). ) magkakaroon ng lohikal na 1 at, samakatuwid, ang isang lohikal na 1 ay lilitaw sa output DD3, at samakatuwid sa isa sa mga input ng elementong DD5 (2OR-NOT) ng itaas na channel. Samakatuwid, anuman ang antas ng signal na dumarating sa pangalawang input ng elementong ito mula sa output ng elementong DD1, ang estado ng output na DD5 ay magiging lohikal na O, at ang transistor VT1 ay mananatili sa saradong estado. Ang output state ng element DD4 ay magiging logical 0, dahil logical 0 ay naroroon sa isa sa mga input ng DD4, na nanggagaling doon mula sa /Q output ng flip-flop DD2. Ang lohikal na 0 mula sa output ng elementong DD4 ay ibinibigay sa isa sa mga input ng elementong DD6 at ginagawang posible para sa isang pulso na dumaan sa mas mababang channel. Ang pulso ng positibong polarity (lohikal na 1) ay lilitaw sa output ng DD6, at samakatuwid ay nasa base ng VT2 sa panahon ng pag-pause sa pagitan ng mga output pulse ng elementong DD1 (i.e. para sa oras na mayroong lohikal na 0 sa output ng DD1. - interval trt2 ng diagram 5, Fig. 13). Samakatuwid, bubukas ang transistor VT2 at lumilitaw ang isang pulso sa kolektor nito, na ilalabas ito pababa mula sa positibong antas (kung konektado ayon sa isang circuit na may karaniwang emitter).
Ang simula ng susunod na output pulse ng elemento DD1 (sandali t2 ng diagram 5 sa Fig. 13) ay hindi magbabago sa estado ng mga elemento ng digital path ng microcircuit, maliban sa elemento DD6, sa output kung saan ang isang lilitaw ang lohikal na 0, at samakatuwid ay magsasara ang transistor VT2. Ang pagkumpleto ng output pulse DD1 (sandali ta) ay magdudulot ng pagbabago sa estado ng mga output ng trigger DD2 sa kabaligtaran (lohikal na 0 - sa output Q, lohikal na 1 - sa output /Q). Samakatuwid, ang estado ng mga output ng mga elemento DD3, DD4 ay magbabago (sa output ng DD3 - logical 0, sa output ng DD4 - logical 1). Ang pause na nagsimula sa sandaling ito!3 sa output ng elementong DD1 ay gagawing posible na buksan ang transistor VT1 ng itaas na channel. Ang lohikal na 0 sa output ng elementong DD3 ay "kukumpirmahin" ang posibilidad na ito, na gagawing tunay na hitsura ng isang pag-unlock na pulso batay sa transistor VT1. Ang salpok na ito ay tumatagal hanggang sa sandaling U, pagkatapos ay magsasara ang VT1 at ang mga proseso ay paulit-ulit.
Kaya, ang pangunahing ideya ng pagpapatakbo ng digital path ng microcircuit ay ang tagal ng output pulse sa mga pin 8 at 11 (o sa mga pin 9 at 10) ay tinutukoy ng tagal ng pag-pause sa pagitan ng output pulses ng DD1 elemento. Tinutukoy ng mga Elemento DD3, DD4 ang channel para sa pagpasa ng isang pulso gamit ang isang mababang antas ng signal, ang hitsura nito ay kahalili sa mga output Q at /Q ng trigger na DD2, na kinokontrol ng parehong elemento na DD1. Ang mga elementong DD5, DD6 ay mababang antas ng pagtutugma ng mga circuit.
Upang makumpleto ang paglalarawan ng pag-andar ng microcircuit, isa pang mahalagang tampok ang dapat tandaan. Tulad ng makikita mula sa functional diagram sa figure, ang mga input ng mga elemento DD3, DD4 ay pinagsama at output sa pin 13 ng microcircuit. Samakatuwid, kung ang lohikal na 1 ay inilapat sa pin 13, ang mga elementong DD3, DD4 ay gagana bilang mga repeater ng impormasyon mula sa mga output Q at /Q ng trigger na DD2. Sa kasong ito, ang mga elemento ng DD5, DD6 at transistors VT1, VT2 ay lilipat na may isang phase shift ng kalahating panahon, na tinitiyak ang pagpapatakbo ng bahagi ng kapangyarihan ng UPS, na binuo ayon sa isang push-pull half-bridge circuit. Kung ang lohikal na 0 ay inilapat sa pin 13, kung gayon ang mga elemento ng DD3, DD4 ay mai-block, i.e. ang estado ng mga output ng mga elementong ito ay hindi magbabago (constant logical 0). Samakatuwid, ang output pulses ng elemento DD1 ay makakaapekto sa mga elemento ng DD5, DD6 sa parehong paraan. Ang mga elementong DD5, DD6, at samakatuwid ang mga output transistors na VT1, VT2, ay lilipat nang walang phase shift (sabay-sabay). Ang mode na ito ng pagpapatakbo ng control microcircuit ay ginagamit kung ang power part ng UPS ay ginawa ayon sa isang single-cycle circuit. Sa kasong ito, ang mga collectors at emitters ng parehong output transistors ng microcircuit ay pinagsama para sa layunin ng pagtaas ng kapangyarihan.
Ang output boltahe ay ginagamit bilang isang "mahirap" na lohikal na yunit sa mga push-pull circuit
panloob na mapagkukunan ng chip Uref (pin 13 ng chip ay pinagsama sa pin 14).
Ngayon tingnan natin ang pagpapatakbo ng analog circuit ng microcircuit.
Ang estado ng DD1 output ay tinutukoy ng output signal ng PWM comparator DA2 (diagram 4), na ibinibigay sa isa sa mga DD1 input. Ang output signal ng comparator DA1 (Diagram 2), na ibinibigay sa pangalawang input ng DD1, ay hindi nakakaapekto sa estado ng DD1 output sa normal na operasyon, na tinutukoy ng mas malawak na output pulses ng PWM comparator DA2.
Bilang karagdagan, mula sa mga diagram sa Fig. 13 ay malinaw na kapag ang antas ng boltahe ay nagbabago sa non-inverting input ng PWM comparator (diagram 3), ang lapad ng output pulses ng microcircuit (diagram 12, 13) ay baguhin nang proporsyonal. Sa normal na operasyon, ang antas ng boltahe sa non-inverting input ng PWM comparator DA2 ay tinutukoy lamang ng output voltage ng error amplifier DA3 (dahil ito ay lumampas sa output voltage ng DA4 amplifier), na depende sa antas ng signal ng feedback sa non-inverting input nito (pin 1 ng microcircuit). Samakatuwid, kapag ang isang feedback signal ay inilapat sa pin 1 ng microcircuit, ang lapad ng output control pulses ay magbabago sa proporsyon sa pagbabago sa antas ng feedback signal na ito, na, sa turn, ay nagbabago sa proporsyon sa mga pagbabago sa antas. ng UPS output boltahe, dahil Ang feedback ay nanggagaling doon.
Ang mga agwat ng oras sa pagitan ng mga output pulse sa mga pin 8 at 11 ng microcircuit, kapag ang parehong output transistors VT1 at VT2 ay sarado, ay tinatawag na "mga patay na zone".
Ang Comparator DA1 ay tinatawag na "dead zone" comparator, dahil tinutukoy nito ang pinakamababang posibleng tagal nito. Ipaliwanag natin ito nang mas detalyado.
Mula sa mga timing diagram sa Fig. 13 sumusunod na kung ang lapad ng output pulses ng PWM comparator DA2 ay bumaba para sa ilang kadahilanan, pagkatapos ay simula sa isang tiyak na lapad ng mga pulse na ito, ang output pulses ng comparator DA1 ay magiging mas malawak kaysa sa output pulses ng PWM comparator DA2 at simulan upang matukoy ang output estado ng lohikal na elemento DD1, at samakatuwid. lapad ng output pulses ng microcircuit. Sa madaling salita, nililimitahan ng comparator DA1 ang lapad ng mga output pulse ng microcircuit sa isang tiyak na pinakamataas na antas. Ang antas ng limitasyon ay tinutukoy ng potensyal sa non-inverting input ng comparator DA1 (pin 4 ng microcircuit) sa steady state. Gayunpaman, sa kabilang banda, ang potensyal sa pin 4 ay tutukoy sa hanay ng pagsasaayos ng lapad ng mga output pulse ng microcircuit. Habang tumataas ang potensyal sa pin 4, lumiliit ang hanay na ito. Ang pinakamalawak na hanay ng pagsasaayos ay nakukuha kapag ang potensyal sa pin 4 ay 0.
Gayunpaman, sa kasong ito ay may panganib na nauugnay sa katotohanan na ang lapad ng "dead zone" ay maaaring maging katumbas ng 0 (halimbawa, sa kaso ng isang makabuluhang pagtaas sa kasalukuyang natupok mula sa UPS). Nangangahulugan ito na ang mga pulso ng kontrol sa mga pin 8 at 11 ng microcircuit ay direktang susunod sa isa't isa. Samakatuwid, ang isang sitwasyon na kilala bilang isang "rack breakdown" ay maaaring lumitaw. Ito ay ipinaliwanag sa pamamagitan ng pagkawalang-kilos ng mga transistor ng kapangyarihan ng inverter, na hindi maaaring magbukas at magsara kaagad. Samakatuwid, kung sabay-sabay mong ilalapat ang isang locking signal sa base ng isang naunang binuksan na transistor, at isang signal ng pag-unlock sa base ng isang closed transistor (ibig sabihin, na may zero na "dead zone"), pagkatapos ay makakakuha ka ng isang sitwasyon kung saan ang isang transistor hindi pa nagsasara, at ang isa ay bukas na. Pagkatapos ang isang breakdown ay nangyayari sa kahabaan ng transistor stand ng kalahating tulay, na binubuo sa daloy ng sa pamamagitan ng kasalukuyang sa pamamagitan ng parehong transistors. Ang kasalukuyang ito, tulad ng makikita mula sa diagram sa Fig. 5, nilalampasan ang pangunahing paikot-ikot ng power transformer at halos walang limitasyon. Ang kasalukuyang proteksyon ay hindi gumagana sa kasong ito, dahil kasalukuyang hindi dumadaloy sa kasalukuyang sensor (hindi ipinapakita sa diagram; ang disenyo at prinsipyo ng pagpapatakbo ng kasalukuyang mga sensor na ginamit ay tatalakayin nang detalyado sa kasunod na mga seksyon), na nangangahulugan na ang sensor na ito ay hindi makapaglalabas ng signal sa control circuit. Samakatuwid, ang through current ay umaabot sa napakalaking halaga sa napakaikling panahon. Ito ay humahantong sa isang matalim na pagtaas sa kapangyarihan na inilabas sa parehong mga transistors ng kapangyarihan at halos madalian na pagkabigo (karaniwang pagkasira). Bilang karagdagan, ang mga diode ng tulay ng power rectifier ay maaaring masira ng isang inrush ng through current. Ang prosesong ito ay nagtatapos sa pamumulaklak ng network fuse, na, dahil sa pagkawalang-galaw nito, ay walang oras upang protektahan ang mga elemento ng circuit, ngunit pinoprotektahan lamang ang pangunahing network mula sa labis na karga.
Samakatuwid ang control boltahe; na ibinibigay sa mga base ng mga transistor ng kapangyarihan ay dapat na mabuo sa paraang una ang isa sa mga transistor na ito ay mapagkakatiwalaang sarado, at pagkatapos lamang ay mabubuksan ang isa. Sa madaling salita, sa pagitan ng mga pulso ng kontrol na ibinibigay sa mga base ng mga transistor ng kapangyarihan ay dapat mayroong isang time shift na hindi katumbas ng zero ("dead zone"). Ang pinakamababang pinahihintulutang tagal ng "dead zone" ay tinutukoy ng pagkawalang-kilos ng mga transistor na ginagamit bilang mga switch ng kuryente.
Ang arkitektura ng microcircuit ay nagpapahintulot sa iyo na ayusin ang pinakamababang tagal ng "patay na zone" gamit ang potensyal sa pin 4 ng microcircuit. Ang potensyal na ito ay itinakda gamit ang isang panlabas na divider na konektado sa output boltahe bus ng panloob na pinagmumulan ng sanggunian ng Uref microcircuit.
Ang ilang mga bersyon ng UPS ay walang ganoong divider. Nangangahulugan ito na pagkatapos makumpleto ang proseso ng soft start (tingnan sa ibaba), ang potensyal sa pin 4 ng microcircuit ay magiging katumbas ng 0. Sa mga kasong ito, ang pinakamababang posibleng tagal ng "dead zone" ay hindi pa rin magiging katumbas ng 0, ngunit matutukoy ng panloob na pinagmumulan ng boltahe DA7 (0, 1B), na konektado sa non-inverting input ng comparator DA1 kasama ang positibong poste nito, at sa pin 4 ng microcircuit kasama ang negatibong poste nito. Kaya, salamat sa pagsasama ng pinagmulang ito, ang lapad ng output pulse ng comparator DA1, at samakatuwid ang lapad ng "dead zone," sa ilalim ng anumang pagkakataon ay maaaring maging katumbas ng 0, na nangangahulugang "breakdown sa kahabaan ng rack" sa panimula ay magiging imposible. Sa madaling salita, ang arkitektura ng microcircuit ay may kasamang limitasyon sa maximum na tagal ng output pulse nito (ang pinakamababang tagal ng "dead zone"). Kung mayroong isang divider na konektado sa pin 4 ng microcircuit, pagkatapos pagkatapos ng isang malambot na pagsisimula ang potensyal ng pin na ito ay hindi katumbas ng 0, samakatuwid ang lapad ng output pulses ng comparator DA1 ay tinutukoy hindi lamang ng panloob na mapagkukunan DA7, ngunit din sa pamamagitan ng natitirang (pagkatapos ng pagkumpleto ng proseso ng malambot na pagsisimula) na potensyal sa pin 4. Gayunpaman, sa parehong oras, tulad ng nabanggit sa itaas, ang dynamic na hanay ng pagsasaayos ng lapad ng PWM comparator DA2 ay makitid.

SIMULA DIAGRAM

Ang panimulang circuit ay idinisenyo upang makakuha ng boltahe na maaaring magamit upang paganahin ang control microcircuit upang simulan ito pagkatapos i-on ang IVP sa supply network. Samakatuwid, ang ibig sabihin ng start-up ay ang startup ng control microcircuit muna, kung wala ang normal na operasyon ng power section at ang buong UPS circuit sa kabuuan ay imposible.
Ang panimulang circuit ay maaaring itayo sa dalawang magkakaibang paraan:
na may self-excitation;
na may sapilitang pagpapasigla.
Ang isang self-excited circuit ay ginagamit, halimbawa, sa GT-150W UPS (Fig. 14). Ang rectified network voltage Uep ay ibinibigay sa resistive divider R5, R3, R6, R4, na siyang base para sa parehong power key transistors Q1, Q2. Samakatuwid, sa pamamagitan ng mga transistors, sa ilalim ng impluwensya ng kabuuang boltahe sa mga capacitor C5, C6 (Uep), isang base kasalukuyang nagsisimulang dumaloy sa circuit (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - ang "karaniwang wire" ng pangunahing bahagi - (-)C6.
Ang parehong mga transistor ay bahagyang binuksan ng kasalukuyang ito. Bilang isang resulta, ang mga alon ng magkasalungat na direksyon ay nagsisimulang dumaloy sa mga seksyon ng kolektor-emitter ng parehong mga transistor kasama ang mga circuit:
sa pamamagitan ng Q1: (+)C5 - +310 V bus - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
sa pamamagitan ng Q2: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - "common wire" ng primary side - (-)C6.

Figure 14. Self-excited startup diagram ng GT-150W UPS.

Kung ang parehong mga alon na dumadaloy sa karagdagang (pagsisimula) ay lumiliko sa 5-6 T1 sa magkasalungat na direksyon, kung gayon ang nagreresultang kasalukuyang ay magiging 0, at ang circuit ay hindi makakapagsimula.
Gayunpaman, dahil sa teknolohikal na pagkalat ng kasalukuyang mga kadahilanan ng amplification ng mga transistor Q1, Q2, ang isa sa mga alon na ito ay palaging mas malaki kaysa sa isa, dahil ang mga transistor ay bahagyang bukas sa iba't ibang antas. Samakatuwid, ang nagreresultang kasalukuyang sa pamamagitan ng mga pagliko 5-6 T1 ay hindi katumbas ng 0 at may isang direksyon o iba pa. Ipagpalagay natin na ang kasalukuyang sa pamamagitan ng transistor Q1 ay nangingibabaw (iyon ay, ang Q1 ay mas bukas kaysa sa Q2) at, samakatuwid, ang kasalukuyang dumadaloy sa direksyon mula sa pin 5 hanggang pin 6 ng T1. Ang karagdagang pangangatwiran ay batay sa palagay na ito.
Gayunpaman, sa pagiging patas, dapat tandaan na ang kasalukuyang sa pamamagitan ng transistor Q2 ay maaari ding maging nangingibabaw, at pagkatapos ay ang lahat ng mga proseso na inilarawan sa ibaba ay nauugnay sa transistor Q2.
Ang daloy ng kasalukuyang sa pamamagitan ng mga liko 5-6 ng T1 ay nagiging sanhi ng hitsura ng isang EMF ng mutual induction sa lahat ng windings ng control transpormer T1. Sa kasong ito, ang (+) EMF ay nangyayari sa pin 4 na may kaugnayan sa pin 5 at isang karagdagang kasalukuyang dumadaloy sa base Q1 sa ilalim ng impluwensya ng EMF na ito, bahagyang binubuksan ito sa pamamagitan ng circuit: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
Kasabay nito, lumilitaw ang (-) EMF sa pin 7 ng T1 na may kaugnayan sa pin 8, i.e. ang polarity ng EMF na ito ay lumalabas na humaharang para sa Q2 at ito ay nagsasara. Susunod, papasok ang positibong feedback (POF). Ang epekto nito ay habang tumataas ang kasalukuyang sa pamamagitan ng seksyon ng kolektor-emitter Q1 at nagiging 5-6 T1, ang pagtaas ng EMF ay kumikilos sa paikot-ikot na 4-5 T1, na, na lumilikha ng karagdagang base current para sa Q1, nagbubukas nito sa mas malaking lawak. . Ang prosesong ito ay bubuo tulad ng isang avalanche (napakabilis) at humahantong sa kumpletong pagbubukas ng Q1 at ang pagsasara ng Q2. Ang isang linearly na pagtaas ng kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy sa bukas na Q1 at ang pangunahing paikot-ikot na 1-2 ng power pulse transpormer T2, na nagiging sanhi ng paglitaw ng isang EMF pulse ng mutual induction sa lahat ng windings ng T2. Ang isang salpok mula sa paikot-ikot na 7-5 T2 ay naniningil ng kapasidad ng imbakan na C22. Lumilitaw ang isang boltahe sa C22, na ibinibigay bilang isang supply sa pin 12 ng TL494 type control chip IC1 at sa yugto ng pagtutugma. Ang microcircuit ay nagsisimula at bumubuo ng mga rectangular pulse sequence sa mga pin nito 11, 8, kung saan ang power switch Q1, Q2 ay nagsisimulang lumipat sa pagtutugma ng yugto (Q3, Q4, T1). Lumilitaw ang pulse EMF ng nominal level sa lahat ng windings ng power transformer T2. Sa kasong ito, ang EMF mula sa windings 3-5 at 7-5 ay patuloy na nagpapakain ng C22, na pinapanatili ang isang pare-parehong antas ng boltahe dito (mga +27V). Sa madaling salita, ang microcircuit ay nagsisimulang palakasin ang sarili sa pamamagitan ng feedback ring (self-feeding). Ang yunit ay pumapasok sa operating mode. Ang supply boltahe ng microcircuit at ang pagtutugma ng yugto ay pantulong, kumikilos lamang sa loob ng bloke at karaniwang tinatawag na Upom.
Maaaring may ilang variation ang circuit na ito, tulad ng sa LPS-02-150XT switching power supply (made in Taiwan) para sa Mazovia SM1914 computer (Fig. 15). Sa circuit na ito, ang paunang impetus para sa pagbuo ng proseso ng startup ay nakuha gamit ang isang hiwalay na half-wave rectifier D1, C7, na nagpapagana sa resistive divider basic para sa mga power switch sa unang positibong kalahating cycle ng network. Pinapabilis nito ang proseso ng pagsisimula, dahil... ang paunang pag-unlock ng isa sa mga susi ay nangyayari kasabay ng pagsingil ng mga high-capacity smoothing capacitor. Kung hindi, ang scheme ay gumagana nang katulad sa tinalakay sa itaas.

Figure 15. Self-excited na panimulang circuit sa LPS-02-150XT switching power supply

Ang scheme na ito ay ginagamit, halimbawa, sa PS-200B UPS mula sa LING YIN GROUP (Taiwan).
Ang pangunahing paikot-ikot ng espesyal na panimulang transpormer T1 ay inililipat sa kalahati ng boltahe ng mains (sa isang nominal na halaga ng 220V) o sa buong boltahe (sa isang nominal na halaga ng 110V). Ginagawa ito para sa mga kadahilanan upang ang amplitude ng alternating boltahe sa pangalawang paikot-ikot na T1 ay hindi nakasalalay sa rating ng supply network. Kapag naka-on ang UPS, dumadaloy ang alternating current sa pangunahing paikot-ikot na T1. Samakatuwid, ang isang alternating sinusoidal EMF na may dalas ng supply network ay sapilitan sa pangalawang paikot-ikot na 3-4 T1. Ang kasalukuyang dumadaloy sa ilalim ng impluwensya ng EMF na ito ay itinutuwid ng isang espesyal na circuit ng tulay sa mga diode D3-D6 at pinalabas ng kapasitor C26. Ang isang pare-parehong boltahe na humigit-kumulang 10-11V ay inilabas sa C26, na ibinibigay bilang isang supply sa pin 12 ng TL494 type control microcircuit U1 at sa pagtutugma ng yugto. Kaayon ng prosesong ito, ang mga capacitor ng anti-aliasing filter ay sinisingil. Samakatuwid, sa oras na ang kapangyarihan ay ibinibigay sa microcircuit, ang yugto ng kapangyarihan ay pinalakas din. Nagsisimula ang microcircuit at nagsisimulang bumuo ng mga pagkakasunud-sunod ng mga hugis-parihaba na pulso sa mga pin nito 8, 11, kung saan nagsisimulang lumipat ang mga switch ng kuryente sa yugto ng pagtutugma. Bilang resulta, lumilitaw ang mga boltahe ng output ng bloke. Pagkatapos pumasok sa self-feeding mode, ang microcircuit ay pinapagana mula sa +12V output voltage bus sa pamamagitan ng decoupling diode D8. Dahil ang self-feeding boltahe na ito ay bahagyang mas mataas kaysa sa output boltahe ng rectifier D3-D5, ang mga diode ng panimulang rectifier na ito ay naka-lock, at hindi ito makakaapekto sa pagpapatakbo ng circuit.
Ang pangangailangan para sa feedback sa pamamagitan ng diode D8 ay opsyonal. Sa ilang mga circuit ng UPS na gumagamit ng sapilitang paggulo, walang ganoong koneksyon. Ang control microcircuit at ang pagtutugma ng yugto ay pinapagana mula sa output ng panimulang rectifier sa buong oras ng pagpapatakbo. Gayunpaman, ang antas ng ripple sa Upom bus sa kasong ito ay bahagyang mas mataas kaysa sa kaso ng pagpapagana ng microcircuit mula sa +12V output voltage bus.
Upang ibuod ang paglalarawan ng mga scheme ng paglulunsad, maaari nating tandaan ang mga pangunahing tampok ng kanilang pagtatayo. Sa isang self-excited circuit, ang mga power transistor ay unang inililipat, na nagreresulta sa hitsura ng isang supply boltahe para sa Upom chip. Sa isang circuit na may sapilitang paggulo, ang Upom ay unang nakuha, at bilang isang resulta, ang mga transistor ng kapangyarihan ay inililipat. Bilang karagdagan, sa mga self-excited na circuit, ang boltahe ng Upom ay karaniwang nasa paligid ng +26V, at sa mga forced-excited na circuit, kadalasan ay nasa paligid ng +12V.
Ang isang circuit na may sapilitang paggulo (na may hiwalay na transpormer) ay ipinapakita sa Fig. 16.

Figure 16. Start-up circuit na may sapilitang paggulo ng PS-200B switching power supply (LING YIN GROUP).

MATCHING CASCADE

Ang isang pagtutugma na yugto ay ginagamit upang itugma at i-decouple ang high-power na yugto ng output mula sa mga low-power na control circuit.
Ang mga praktikal na scheme para sa pagbuo ng isang katugmang cascade sa iba't ibang mga UPS ay maaaring nahahati sa dalawang pangunahing mga pagpipilian:
bersyon ng transistor, kung saan ginagamit ang mga panlabas na discrete transistor bilang mga switch;
transistorless na bersyon, kung saan ang mga output transistors ng control chip mismo VT1, VT2 (sa pinagsamang bersyon) ay ginagamit bilang mga susi.
Bilang karagdagan, ang isa pang tampok na kung saan ang pagtutugma ng mga yugto ay maaaring maiuri ay ang paraan ng pagkontrol sa mga power transistors ng isang half-bridge inverter. Batay sa tampok na ito, ang lahat ng tumutugmang cascades ay maaaring nahahati sa:
mga cascades na may karaniwang kontrol, kung saan ang parehong mga transistor ng kuryente ay kinokontrol gamit ang isang karaniwang transpormer ng kontrol, na mayroong isang pangunahin at dalawang pangalawang paikot-ikot;
cascades na may hiwalay na kontrol, kung saan ang bawat isa sa mga power transistors ay kinokontrol gamit ang isang hiwalay na transpormer, i.e. Mayroong dalawang mga transformer ng kontrol sa yugto ng pagtutugma.
Batay sa parehong mga klasipikasyon, ang pagtutugma ng cascade ay maaaring isagawa sa isa sa apat na paraan:
transistor na may pangkalahatang kontrol;
transistor na may hiwalay na kontrol;
transistorless na may pangkalahatang kontrol;
transistorless na may hiwalay na kontrol.
Ang mga yugto ng transistor na may hiwalay na kontrol ay bihirang ginagamit o hindi ginagamit. Ang mga may-akda ay hindi nagkaroon ng pagkakataon na makatagpo ng tulad ng isang sagisag ng pagtutugma ng kaskad. Ang natitirang tatlong opsyon ay mas karaniwan.
Sa lahat ng mga variant, ang komunikasyon sa yugto ng kapangyarihan ay isinasagawa gamit ang isang paraan ng transpormer.
Sa kasong ito, ang transpormer ay gumaganap ng dalawang pangunahing pag-andar: amplification ng control signal sa mga tuntunin ng kasalukuyang (dahil sa attenuation sa boltahe) at galvanic isolation. Ang galvanic isolation ay kinakailangan dahil ang control chip at pagtutugma ng yugto ay nasa pangalawang bahagi, at ang power stage ay nasa pangunahing bahagi ng UPS.
Isaalang-alang natin ang pagpapatakbo ng bawat isa sa nabanggit na pagtutugma ng mga opsyon sa cascade gamit ang mga partikular na halimbawa.
Sa isang transistor circuit na may karaniwang kontrol, ang isang push-pull transformer pre-power amplifier sa mga transistor Q3 at Q4 ay ginagamit bilang isang yugto ng pagtutugma (Larawan 17).

Figure 17. Pagtutugma ng yugto ng KYP-150W switching power supply (transistor circuit na may karaniwang kontrol).

Figure 18. Tunay na hugis ng mga pulso sa mga kolektor

Ang mga alon sa pamamagitan ng diodes D7 at D9, na dumadaloy sa ilalim ng impluwensya ng magnetic energy na nakaimbak sa DT core, ay may anyo ng isang nabubulok na exponential. Sa core ng DT, sa panahon ng pag-agos ng mga alon sa pamamagitan ng mga diode D7 at D9, ang isang pagbabago (bumabagsak) na magnetic flux ay kumikilos, na nagiging sanhi ng paglitaw ng mga pulso ng EMF sa mga pangalawang windings nito.
Tinatanggal ng Diode D8 ang impluwensya ng pagtutugma ng yugto sa control chip sa pamamagitan ng common power bus.
Ang isa pang uri ng transistor matching stage na may pangkalahatang kontrol ay ginagamit sa ESAN ESP-1003R switching power supply (Fig. 19). Ang unang tampok ng pagpipiliang ito ay ang output transistors VT1, VT2 ng microcircuit ay kasama bilang mga tagasunod ng emitter. Ang mga signal ng output ay tinanggal mula sa mga pin 9 at 10 ng microcircuit. Ang mga resistors R17, R16 at R15, R14 ay mga emitter load ng transistors VT1 at VT2, ayon sa pagkakabanggit. Ang parehong mga resistors ay bumubuo ng mga pangunahing divider para sa mga transistors Q3, Q4, na nagpapatakbo sa switch mode. Ang mga Capacitances C13 at C12 ay pinipilit at tumutulong na mapabilis ang mga proseso ng paglipat ng mga transistor Q3, Q4. Ang pangalawang tampok na katangian ng cascade na ito ay ang pangunahing paikot-ikot ng control transpormer DT ay walang output mula sa gitnang punto at konektado sa pagitan ng mga kolektor ng transistors Q3, Q4. Kapag bumukas ang output transistor VT1 ng control chip, ang divider R17, R16, na siyang base para sa transistor Q3, ay pinalakas ng boltahe na Upom. Samakatuwid, ang kasalukuyang daloy sa pamamagitan ng control junction Q3 at ito ay bubukas. Ang acceleration ng prosesong ito ay pinadali ng pagpilit na capacitance C13, na nagbibigay ng Q3 base na may unlocking current na 2-2.5 beses na mas mataas kaysa sa itinatag na halaga. Ang resulta ng pagbubukas ng Q3 ay ang pangunahing winding 1-2 DT ay konektado sa housing gamit ang pin 1 nito. Dahil ang pangalawang transistor Q4 ay naka-lock, ang pagtaas ng kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy sa pangunahing paikot-ikot na DT kasama ang circuit: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - pabahay.

Figure 19. Pagtutugma ng yugto ng switching power supply ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (transistor circuit na may karaniwang kontrol).

Ang mga parihabang pulso ng EMF ay lumilitaw sa pangalawang windings 3-4 at 5-6 DT. Ang direksyon ng paikot-ikot ng pangalawang paikot-ikot na DT ay iba. Samakatuwid, ang isa sa mga power transistors (hindi ipinapakita sa diagram) ay makakatanggap ng isang pambungad na base pulse, at ang isa ay makakatanggap ng isang pagsasara ng pulso. Kapag ang VT1 ng control chip ay nagsasara nang husto, ang Q3 ay nagsasara din nang husto pagkatapos nito. Ang pagpabilis ng proseso ng pagsasara ay pinadali ng pagpilit na kapasidad C13, ang boltahe mula sa kung saan inilalapat sa base-emitter junction Q3 sa pagsasara ng polarity. Pagkatapos ay ang "dead zone" ay tumatagal kapag ang parehong output transistors ng microcircuit ay sarado. Susunod, bubukas ang output transistor VT2, na nangangahulugan na ang divider R15, R14, na siyang base para sa pangalawang transistor Q4, ay pinapagana ng boltahe na Upom. Samakatuwid, bubukas ang Q4 at ang pangunahing paikot-ikot na 1-2 DT ay konektado sa pabahay sa kabilang dulo nito (pin 2), kaya ang pagtaas ng kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy dito sa kabaligtaran ng direksyon sa nakaraang kaso sa kahabaan ng circuit: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "frame".
Samakatuwid, ang polarity ng mga pulso sa pangalawang windings ng DT ay nagbabago, at ang pangalawang power transistor ay makakatanggap ng pagbubukas ng pulso, at ang isang pulso ng pagsasara ng polarity ay kikilos batay sa una. Kapag ang VT2 ng control chip ay nagsasara nang husto, ang Q4 ay nagsasara din nang husto pagkatapos nito (gamit ang pagpilit na kapasidad C12). Pagkatapos ay magpapatuloy muli ang "patay na zone", pagkatapos ay paulit-ulit ang mga proseso.
Kaya, ang pangunahing ideya sa likod ng pagpapatakbo ng kaskad na ito ay ang isang alternating magnetic flux sa DT core ay maaaring makuha dahil sa ang katunayan na ang pangunahing paikot-ikot na DT ay konektado sa pabahay sa isang dulo o sa iba pa. Samakatuwid, ang alternating current ay dumadaloy dito nang walang direktang bahagi na may unipolar supply.
Sa mga transistorless na bersyon ng pagtutugma ng mga yugto ng UPS, ang mga output transistors VT1, VT2 ng control microcircuit ay ginagamit bilang mga transistor ng pagtutugma ng yugto, tulad ng nabanggit kanina. Sa kasong ito, walang mga discrete matching stage transistors.
Ang isang transistorless circuit na may pangkalahatang kontrol ay ginagamit, halimbawa, sa PS-200V UPS circuit. Ang mga output transistors ng microcircuit VT1, VT2 ay na-load kasama ang mga collectors sa pamamagitan ng pangunahing half-windings ng transpormer DT (Larawan 20). Ang kapangyarihan ay ibinibigay sa gitnang punto ng pangunahing paikot-ikot na DT.

Figure 20. Pagtutugma ng yugto ng PS-200B switching power supply (transistorless circuit na may karaniwang kontrol).

Kapag bumukas ang transistor VT1, dumadaloy ang tumataas na kasalukuyang sa pamamagitan ng transistor na ito at kalahating paikot-ikot na 1-2 ng control transformer DT. Ang mga control pulse ay lumilitaw sa pangalawang windings ng DT, na may tulad na polarity na ang isa sa mga inverter power transistors ay bubukas at ang isa ay nagsasara. Sa dulo ng pulso, ang VT1 ay nagsasara nang husto, ang kasalukuyang sa pamamagitan ng kalahating paikot-ikot na 1-2 DT ay tumitigil sa pag-agos, kaya ang EMF sa pangalawang paikot-ikot na DT ay nawala, na humahantong sa pagsasara ng mga transistor ng kapangyarihan. Susunod, ang "patay na zone" ay tumatagal kapag ang parehong output transistors VT1, VT2 ng microcircuit ay sarado, at walang kasalukuyang dumadaloy sa pangunahing winding DT. Susunod, bubukas ang transistor VT2, at ang kasalukuyang, tumataas sa paglipas ng panahon, ay dumadaloy sa transistor na ito at kalahating paikot-ikot na 2-3 DT. Ang magnetic flux na nilikha ng kasalukuyang ito sa DT core ay may kabaligtaran na direksyon sa nakaraang kaso. Samakatuwid, ang isang EMF ng polarity na kabaligtaran sa nakaraang kaso ay sapilitan sa pangalawang windings DT. Bilang isang resulta, ang pangalawang transistor ng half-bridge inverter ay bubukas, at sa base ng una, ang pulso ay may polarity na nagsasara nito. Kapag ang VT2 ng control chip ay nagsasara, ang kasalukuyang sa pamamagitan nito at ang pangunahing paikot-ikot na DT ay hihinto. Samakatuwid, ang EMF sa pangalawang windings DT ay nawawala, at ang inverter power transistors ay sarado muli. Pagkatapos ay magpapatuloy muli ang "patay na zone", pagkatapos ay paulit-ulit ang mga proseso.
Ang pangunahing ideya ng pagbuo ng kaskad na ito ay ang isang alternating magnetic flux sa core ng control transformer ay maaaring makuha sa pamamagitan ng pagbibigay ng kapangyarihan sa gitnang punto ng pangunahing paikot-ikot ng transpormer na ito. Samakatuwid, ang mga alon ay dumadaloy sa mga half-winding na may parehong bilang ng mga pagliko sa iba't ibang direksyon. Kapag ang parehong output transistors ng microcircuit ay sarado ("dead zones"), ang magnetic flux sa core DT ay katumbas ng 0. Ang kahaliling pagbubukas ng mga transistors ay nagiging sanhi ng kahaliling hitsura ng magnetic flux sa isa o sa iba pang kalahating paikot-ikot. Ang resultang magnetic flux sa core ay variable.
Ang huling ng mga varieties (transistorless circuit na may hiwalay na kontrol) ay ginagamit, halimbawa, sa UPS ng Appis computer (Peru). Sa circuit na ito mayroong dalawang control transformer DT1, DT2, ang pangunahing half-windings na kung saan ay mga collector load para sa output transistors ng microcircuit (Fig. 21). Sa pamamaraang ito, ang bawat isa sa dalawang switch ng kuryente ay kinokontrol sa pamamagitan ng isang hiwalay na transpormer. Ang kapangyarihan ay ibinibigay sa mga kolektor ng mga output transistors ng microcircuit mula sa karaniwang Upom bus sa pamamagitan ng mga midpoint ng pangunahing windings ng mga control transformer DT1, DT2.
Diodes D9, D10 na may kaukulang mga bahagi ng pangunahing windings DT1, DT2 form core demagnetization circuits. Tingnan natin ang isyung ito nang mas detalyado.

Figure 21. Pagtutugma ng yugto ng "Appis" switching power supply (transistorless circuit na may hiwalay na kontrol).

Ang pagtutugma ng yugto (Larawan 21) ay mahalagang dalawang independiyenteng single-ended forward converter, dahil ang pagbubukas ng kasalukuyang dumadaloy sa base ng power transistor sa panahon ng bukas na estado ng pagtutugma ng transistor, i.e. ang magkatugmang transistor at ang power transistor na konektado dito sa pamamagitan ng isang transpormer ay bukas nang sabay-sabay. Sa kasong ito, ang parehong mga pulse transformer DT1, DT2 ay nagpapatakbo na may pare-parehong bahagi ng pangunahing paikot-ikot na kasalukuyang, i.e. na may sapilitang magnetization. Kung ang mga espesyal na hakbang ay hindi ginawa upang ma-demagnetize ang mga core, papasok sila ng magnetic saturation sa ilang mga panahon ng pagpapatakbo ng converter, na hahantong sa isang makabuluhang pagbaba sa inductance ng mga pangunahing windings at pagkabigo ng switching transistors VT1, VT2. Isaalang-alang natin ang mga prosesong nagaganap sa converter sa transistor VT1 at transpormer DT1. Kapag nagbukas ang transistor VT1, isang linearly na pagtaas ng kasalukuyang dumadaloy dito at ang pangunahing paikot-ikot na 1-2 DT1 kasama ang circuit: Upom -2-1 DT1 - circuit VT1 - "kaso".
Kapag ang pulso sa pag-unlock sa base ng VT1 ay nagtatapos, ito ay biglang nagsasara. Ang kasalukuyang sa pamamagitan ng paikot-ikot na 1-2 DT1 ay humihinto. Gayunpaman, ang EMF sa demagnetizing winding 2-3 DT1 ay nagbabago ng polarity, at ang demagnetizing core DT1 kasalukuyang dumadaloy sa paikot-ikot na ito at diode D10 sa pamamagitan ng circuit: 2 DT1 - Upom - C9 - "katawan" - D10-3DT1.
Ang kasalukuyang ito ay linearly na bumababa, i.e. ang derivative ng magnetic flux sa pamamagitan ng core DT1 ay nagbabago ng sign, at ang core ay demagnetized. Kaya, sa panahon ng reverse cycle na ito, ang labis na enerhiya na nakaimbak sa core DT1 sa panahon ng bukas na estado ng transistor VT1 ay ibinalik sa pinagmulan (imbak na kapasitor C9 ng Upom bus ay recharged).
Gayunpaman, ang pagpipiliang ito para sa pagpapatupad ng pagtutugma ng kaskad ay hindi gaanong kanais-nais, dahil parehong mga transformer DT1, DT2 gumana sa underutilization sa induction at may pare-parehong bahagi ng pangunahing paikot-ikot na kasalukuyang. Ang pagbabaligtad ng magnetization ng mga core DT1, DT2 ay nangyayari sa isang pribadong cycle, na sumasaklaw lamang sa mga positibong halaga ng induction. Dahil dito, ang mga magnetic flux sa mga core ay nagiging pulsating, i.e. naglalaman ng isang pare-parehong sangkap. Ito ay humahantong sa pagtaas ng timbang at laki ng mga parameter ng mga transformer DT1, DT2 at, bilang karagdagan, kumpara sa iba pang mga pagpipilian sa pagtutugma ng cascade, dalawang mga transformer ang kinakailangan dito sa halip na isa.