TL494 VE IR2110 İÇİN GÜÇ KAYNAĞINI DEĞİŞTİRİN

Çoğu otomotiv ve ağ voltaj dönüştürücüsü, özel bir TL494 kontrol cihazına dayanmaktadır ve ana kontrol cihazı olduğu için çalışma prensibinden kısaca bahsetmemek haksızlık olur.
TL494 denetleyici plastik bir DIP16 paketidir (düzlemsel pakette seçenekler de vardır ancak bu tasarımlarda kullanılmaz). Kontrolörün fonksiyonel diyagramı Şekil 1'de gösterilmektedir.

Şekil 1 - TL494 yongasının blok şeması.

Şekilden de görülebileceği gibi, TL494 mikro devresi çok gelişmiş kontrol devrelerine sahiptir; bu, hemen hemen her gereksinime uyacak şekilde dönüştürücülerin kendi temelinde oluşturulmasını mümkün kılar, ancak önce denetleyicinin işlevsel birimleri hakkında birkaç söz.
ION devreleri ve düşük gerilime karşı koruma. Güç 5.5..7.0 V (tipik değer 6.4V) eşiğine ulaştığında devre açılır. Bu ana kadar dahili kontrol veri yolları jeneratörün ve devrenin mantıksal kısmının çalışmasını yasaklar. +15V besleme voltajındaki yüksüz akım (çıkış transistörleri devre dışıdır) 10 mA'den fazla değildir. ION +5V (+4,75..+5,25 V, çıkış stabilizasyonu +/- 25mV'den daha kötü değil) 10 mA'ya kadar akan bir akım sağlar. ION yalnızca bir NPN emitör takipçisi kullanılarak güçlendirilebilir (bkz. TI sayfa 19-20), ancak böyle bir "stabilizatörün" çıkışındaki voltaj büyük ölçüde yük akımına bağlı olacaktır.
Jeneratör TL494 Texas Instruments için zamanlama kapasitörü Ct (pim 5) üzerinde 0..+3.0V (genlik ION tarafından ayarlanır) ve TL494 Motorola için 0...+2.8V testere dişi voltajı üretir (ne yapabiliriz) diğerlerinden ne bekliyorsunuz?), sırasıyla TI F =1,0/(RtCt), Motorola için F=1,1/(RtCt).
İzin verilen çalışma frekansları 1 ila 300 kHz arası, önerilen aralık Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. Bu durumda, frekansın tipik sıcaklık kayması (tabii ki, bağlı bileşenlerin kayması dikkate alınmadan) +/-%3'tür ve besleme voltajına bağlı olarak frekans kayması, izin verilen tüm aralığın üzerinde %0,1 dahilindedir.
Uzaktan kapatma için Jeneratörde, Rt girişini (6) ION çıkışına kısa devre yapmak veya Ct'yi toprağa kısa devre yapmak için harici bir anahtar kullanabilirsiniz. Elbette Rt, Ct seçilirken açık anahtarın kaçak direnci dikkate alınmalıdır.
Dinlenme fazı kontrol girişi (görev faktörü) dinlenme fazı karşılaştırıcısı aracılığıyla devrenin kollarındaki darbeler arasında gerekli minimum duraklamayı ayarlar. Bu, hem IC dışındaki güç aşamalarındaki geçiş akımını önlemek hem de tetikleyicinin kararlı çalışması için gereklidir - TL494'ün dijital kısmının anahtarlama süresi 200 ns'dir. Testere kontrol girişi 4'teki (DT) voltajı Ct kadar aştığında çıkış sinyali etkinleştirilir. Sıfır kontrol voltajıyla 150 kHz'e kadar saat frekanslarında dinlenme fazı = periyodun %3'ü (kontrol sinyalinin eşdeğer sapması 100..120 mV), yüksek frekanslarda yerleşik düzeltme dinlenme fazını 200'e genişletir. 0,300 ns.
DT giriş devresini kullanarak sabit bir dinlenme fazı (R-R bölücü), yumuşak başlatma modu (R-C), uzaktan kapatma (anahtar) ayarlayabilir ve ayrıca DT'yi doğrusal kontrol girişi olarak kullanabilirsiniz. Giriş devresi PNP transistörleri kullanılarak monte edilir, böylece giriş akımı (1,0 μA'ya kadar) IC'nin içine değil dışına akar. Akım oldukça büyüktür, bu nedenle yüksek dirençli dirençlerden (100 kOhm'dan fazla olmayan) kaçınılmalıdır. TL430 (431) 3 uçlu zener diyot kullanan aşırı gerilim koruma örneği için bkz. TI, sayfa 23.
Hata Yükselticileri - aslında, sabit voltajda Ku = 70..95 dB (erken seriler için 60 dB), 350 kHz'de Ku = 1 olan işlemsel yükselteçler. Giriş devreleri PNP transistörleri kullanılarak monte edilir, böylece giriş akımı (1,0 μA'ya kadar) IC'nin içine değil dışına akar. Op-amp için akım oldukça büyük, ön gerilim de yüksek (10 mV'a kadar), bu nedenle kontrol devrelerindeki yüksek dirençli dirençlerden (100 kOhm'dan fazla değil) kaçınılmalıdır. Ancak pnp girişlerinin kullanılması sayesinde giriş voltajı aralığı -0,3V ila Vsupply-2V arasındadır.
RC frekansına bağlı bir işletim sistemi kullanırken, amplifikatörlerin çıkışının aslında tek uçlu (seri diyot!) olduğunu, dolayısıyla kapasitansı (yukarı doğru) şarj edeceğini ve aşağı doğru deşarjının uzun zaman alacağını unutmamalısınız. Bu çıkıştaki voltaj 0..+3,5V dahilindedir (jeneratör salınımından biraz daha fazla), ardından voltaj katsayısı keskin bir şekilde düşer ve çıkışta yaklaşık 4,5V'de amplifikatörler doyurulur. Benzer şekilde amplifikatör çıkış devresindeki (geri besleme döngüsü) düşük empedanslı dirençlerden kaçınılmalıdır.
Amplifikatörler, çalışma frekansının bir saat döngüsünde çalışacak şekilde tasarlanmamıştır. Amplifikatörün içindeki sinyal yayılma gecikmesi 400 ns olduğundan, bunun için çok yavaşlar ve tetikleme kontrol mantığı buna izin vermiyor (çıkışta yan darbeler görünecektir). Gerçek PN devrelerinde OS devresinin kesme frekansı 200-10000 Hz mertebesinde seçilir.
Tetikleyici ve çıkış kontrol mantığı - En az 7 V'luk bir besleme voltajıyla, jeneratördeki testere voltajı DT kontrol girişindekinden daha büyükse ve testere voltajı herhangi bir hata amplifikatöründekinden daha büyükse (dahili eşikler ve değerler dikkate alınarak) ofsetler) - devre çıkışına izin verilir. Jeneratör maksimumdan sıfıra sıfırlandığında çıkışlar kapatılır. Parafaz çıkışlı bir tetikleyici, frekansı ikiye böler. Giriş 13'teki (çıkış modu) mantıksal 0 ile tetikleme fazlarları VEYA ile birleştirilir ve her iki çıkışa aynı anda beslenir; mantıksal 1 ile her çıkışa ayrı ayrı faz olarak beslenir.
Çıkış transistörleri - Dahili termal korumaya sahip npn Darlingtons (ancak akım koruması yoktur). Bu nedenle, kolektör (genellikle pozitif baraya kapalı) ile verici (yükte) arasındaki minimum voltaj düşüşü 1,5 V'tur (tipik olarak 200 mA'da) ve ortak yayıcıya sahip bir devrede bu biraz daha iyidir, 1,1 V tipik. Maksimum çıkış akımı (bir açık transistörle) 500 mA ile sınırlıdır, tüm çip için maksimum güç 1 W'dur.
Anahtarlamalı güç kaynakları, hem ekonomik hem de boyut olarak gözle görülür derecede daha çekici göründükleri için, ses mühendisliğindeki geleneksel akrabalarının yerini yavaş yavaş alıyor. Güç kaynaklarının değiştirilmesinin amplifikatörün bozulmasına önemli ölçüde katkıda bulunması, yani ek armonilerin ortaya çıkması faktörü, esas olarak iki nedenden dolayı artık geçerli değildir - modern eleman tabanı, dönüşüm frekansı 40'tan önemli ölçüde yüksek olan dönüştürücüler tasarlamayı mümkün kılar kHz, bu nedenle güç kaynağının sağladığı güç modülasyonu zaten ultrasonda olacaktır. Ek olarak, daha yüksek bir güç kaynağı frekansının filtrelenmesi çok daha kolaydır ve güç kaynağı devreleri boyunca iki L şeklinde LC filtresinin kullanılması, bu frekanslardaki dalgalanmaları zaten yeterince yumuşatır.
Elbette, bu bal fıçısında merhemde bir sinek var - bir güç amplifikatörü için tipik bir güç kaynağı ile darbeli olan arasındaki fiyat farkı, bu ünitenin gücü arttıkça daha belirgin hale gelir, yani. Güç kaynağı ne kadar güçlü olursa, standart muadiline göre o kadar karlı olur.
Ve hepsi bu değil. Anahtarlamalı güç kaynaklarını kullanırken, yüksek frekanslı cihazların kurulumuna, yani ek ekranların kullanılmasına, ortak telin güç kısmının ısı emicilere beslenmesine ve ayrıca doğru topraklama kablolarının ve bağlantılarının kullanılmasına ilişkin kurallara uymak gerekir. koruyucu örgüler ve iletkenler.
Güç amplifikatörleri için güç kaynaklarının değiştirilmesinin özellikleri hakkında kısa bir lirik incelemeden sonra, 400W'lık bir güç kaynağının gerçek devre şeması:

Şekil 1. 400 W'a kadar güç amplifikatörleri için anahtarlamalı güç kaynağının şematik diyagramı
İYİ KALİTEDE BÜYÜTME

Bu güç kaynağındaki kontrol denetleyicisi TL494'tür. Elbette bu görevi gerçekleştirmek için daha modern çipler var, ancak bu özel denetleyiciyi iki nedenden dolayı kullanıyoruz - satın alınması ÇOK kolay. Üretilen güç kaynaklarında uzun süre Texas Instruments'ın 494 TL'si kullanıldı, herhangi bir kalite sorununa rastlanmadı. Hata amplifikatörü, oldukça büyük bir katsayı elde etmeyi mümkün kılan OOS tarafından kapsanmaktadır. stabilizasyon (R4 ve R6 dirençlerinin oranı).
TL494 denetleyiciden sonra, aslında güç transistörlerinin kapılarını kontrol eden bir IR2110 yarım köprü sürücüsü vardır. Sürücünün kullanılması, bilgisayar güç kaynaklarında yaygın olarak kullanılan eşleştirme transformatörünün terk edilmesini mümkün kıldı. IR2110 sürücüsü, saha kapılarının kapanmasını hızlandıran R24-VD4 ve R25-VD5 zincirleri aracılığıyla kapılara yüklenir.
Güç anahtarları VT2 ve VT3, güç transformatörünün birincil sargısında çalışır. Transformatörün primer sargısında alternatif voltaj elde etmek için gereken orta nokta, R30-C26 ve R31-C27 elemanlarından oluşur.
TL494'teki anahtarlamalı güç kaynağının çalışma algoritması hakkında birkaç kelime:
220 V'luk bir şebeke voltajı verildiği anda, birincil güç kaynağı filtreleri C15 ve C16'nın kapasitansları, R8 ve R11 dirençleri aracılığıyla etkilenir, bu da diol köprüsü VD'nin tamamen boşalmış bir kısa devre akımıyla aşırı yüklenmesine izin vermez. C15 ve C16. Aynı zamanda, C1, C3, C6, C19 kapasitörleri, R16, R18, R20 ve R22 dirençleri, dengeleyici 7815 ve R21 direnci üzerinden şarj edilir.
C6 kapasitörü üzerindeki voltaj 12 V'a ulaştığında, VD1 zener diyotu "kırılır" ve içinden akım akmaya başlar, C18 kapasitörünü şarj eder ve bu kapasitörün pozitif terminali VS2 tristörünü açmak için yeterli bir değere ulaşır ulaşmaz , açılacaktır. Bu, kontaklarıyla birlikte akım sınırlama dirençleri R8 ve R11'i atlayacak olan K1 rölesini açacaktır. Ayrıca açılan tristör VS2, hem TL494 denetleyiciye hem de IR2110 yarım köprü sürücüsüne giden transistör VT1'i açacaktır. Kontrol cihazı, süresi R7 ve C13 değerlerine bağlı olan yumuşak başlatma moduna başlayacaktır.
Yumuşak başlatma sırasında, güç transistörlerini açan darbelerin süresi kademeli olarak artar, böylece ikincil güç kapasitörleri kademeli olarak şarj edilir ve doğrultucu diyotlardan geçen akım sınırlanır. İkincil besleme, optokuplör IC1'in LED'ini açmaya yetene kadar süre artar. Optokuplör LED'inin parlaklığı transistörü açmaya yeterli hale geldiğinde darbe süresinin artması duracaktır (Şekil 2).

Şekil 2. Yumuşak başlangıç ​​modu.

Burada, R16, R18, R20, R22 dirençlerinden geçen akımın TL494 denetleyicisine, IR2110 sürücüsüne ve açık röle sargısına - beslemeye güç sağlamak için yeterli olmadığından, yumuşak başlatma süresinin sınırlı olduğu belirtilmelidir. bu mikro devrelerin voltajı düşmeye başlayacak ve kısa süre sonra TL494'ün kontrol darbeleri üretmeyi bırakacağı bir değere düşecektir. TL494 kontrol cihazı ve IR2110 sürücüsü ana gücünü güç transformatöründen (VD9, VD10 - orta nokta doğrultucu, R23-) aldığından, tam olarak bu ana kadar yumuşak başlatma modunun tamamlanması ve dönüştürücünün normal çalışmaya dönmesi gerekir. C1-C3 - RC filtresi, IC3 15 V'luk bir dengeleyicidir) ve bu nedenle C1, C3, C6, C19 kapasitörlerinin bu kadar büyük değerleri vardır - normal çalışmaya dönene kadar kontrolörün güç kaynağını korumalıdırlar.
TL494, güç transistörlerinin kontrol darbelerinin süresini sabit bir frekansta değiştirerek çıkış voltajını dengeler - Darbe Genişliği Modülasyonu - PWM. Bu, yalnızca güç transformatörünün sekonder voltajının değerinin, stabilizatörün çıkışında gerekenden en az% 30 daha yüksek olması, ancak% 60'tan fazla olmaması durumunda mümkündür.

Şekil 3. PWM dengeleyicinin çalışma prensibi.

Yük arttıkça çıkış voltajı düşmeye başlar, optokuplör LED IC1 daha az parlamaya başlar, optokuplör transistörü kapanır, hata yükselticisindeki voltajı azaltır ve böylece etkin voltaj stabilizasyon değerine ulaşana kadar kontrol darbelerinin süresi artar. (Figür 3). Yük azaldıkça voltaj artmaya başlayacak, IC1 optokuplör LED'i daha parlak yanmaya başlayacak, böylece transistörü açacak ve çıkış voltajının etkin değeri sabit bir değere düşene kadar kontrol darbelerinin süresini azaltacaktır. Stabilize voltajın miktarı, R26 kesme direnci ile düzenlenir.
TL494 kontrol cihazının çıkış voltajına bağlı olarak her darbenin süresini değil, yalnızca ortalama değeri, yani. ölçüm kısmı bir miktar atalete sahiptir. Bununla birlikte, 2200 μF kapasiteli ikincil güç kaynağına takılan kapasitörlerle bile, kısa süreli pik yüklerdeki elektrik kesintileri, HI-FI sınıfı ekipmanlar için oldukça kabul edilebilir olan% 5'i aşmamaktadır. Genellikle 4700 uF'lik ikincil güç kaynağına kapasitörler takarız, bu da tepe değerler için güvenli bir marj sağlar ve bir grup stabilizasyon bobininin kullanılması 4 çıkış gücü voltajının tamamını kontrol etmemize olanak tanır.
Bu anahtarlamalı güç kaynağı, ölçüm elemanı TV1 akım transformatörü olan aşırı yük koruması ile donatılmıştır. Akım kritik bir değere ulaştığında, tristör VS1 açılır ve güç kaynağını kontrolörün son aşamasına atlar. Kontrol darbeleri kaybolur ve güç kaynağı, tristör VS2 açık kalmaya devam ettiği için oldukça uzun süre kalabileceği bekleme moduna geçer - R16, R18, R20 ve R22 dirençlerinden akan akım onu ​​tutmak için yeterlidir. açık durumda. Akım trafosu nasıl hesaplanır?
Güç kaynağından bekleme modundan çıkmak için, tristör VS2'yi kontaklarıyla birlikte atlayacak olan SA3 düğmesine basmanız gerekir, içinden akım akışı duracak ve kapanacaktır. SA3 kontakları açılır açılmaz transistör VT1 kendini kapatarak kontrol ünitesinin ve sürücünün gücünü keser. Böylece, kontrol devresi minimum tüketim moduna geçecektir - tristör VS2 kapalıdır, bu nedenle K1 rölesi kapatılır, transistör VT1 kapatılır, bu nedenle kontrolörün ve sürücünün enerjisi kesilir. Kondansatörler C1, C3, C6 ve C19 şarj olmaya başlar ve voltaj 12 V'a ulaşır ulaşmaz tristör VS2 açılır ve anahtarlama güç kaynağı başlar.
Güç kaynağını bekleme moduna almanız gerekiyorsa, SA2 düğmesini kullanabilirsiniz, basıldığında transistör VT1'in tabanı ve vericisi bağlanacaktır. Transistör denetleyiciyi ve sürücüyü kapatacak ve enerjilerini kesecektir. Kontrol darbeleri kaybolacak ve ikincil voltajlar kaybolacaktır. Ancak K1 rölesinin gücü kesilmeyecek ve dönüştürücü yeniden çalışmayacaktır.
Devrenin bu tasarımı, 300-400 W'tan 2000 W'a kadar güç kaynaklarını monte etmenize olanak tanır, elbette, parametreleri ağır yüklere dayanamayacağı için devrenin bazı elemanlarının değiştirilmesi gerekecektir.
Daha güçlü seçenekleri monte ederken, birincil güç kaynağı yumuşatma filtreleri C15 ve C16'nın kapasitörlerine dikkat etmelisiniz. Bu kapasitörlerin toplam kapasitansı, güç kaynağının gücüyle orantılı olmalı ve voltaj dönüştürücünün çıkış gücünün 1 W'luk oranına karşılık gelmeli, birincil güç filtresi kapasitörünün 1 µF kapasitansına karşılık gelir. Yani güç kaynağının gücü 400 W ise 2 adet 220 μF kapasitör kullanılmalı, güç 1000 W ise 2 adet 470 μF veya iki adet 680 μF kapasitör takılmalıdır.
Bu gereksinimin iki amacı vardır. İlk olarak, birincil besleme voltajının dalgalanması azaltılır, bu da çıkış voltajının stabilize edilmesini kolaylaştırır. İkincisi, bir yerine iki kapasitör kullanmak, kapasitörün çalışmasını kolaylaştırır, çünkü TK serisinin elektrolitik kapasitörlerinin elde edilmesi çok daha kolaydır ve bunlar tamamen yüksek frekanslı güç kaynaklarında kullanılmak üzere tasarlanmamıştır - iç direnç çok yüksektir ve yüksek frekanslarda bu kapasitörler ısınacaktır. İki parça kullanılarak iç direnç azaltılır ve elde edilen ısıtma iki kapasitör arasında bölünür.
Güç transistörleri olarak kullanıldığında IRF740, IRF840, STP10NK60 ve benzeri olanlar (ağ dönüştürücülerde en sık kullanılan transistörler hakkında daha fazla bilgi için sayfanın altındaki tabloya bakın), VD4 ve VD5 diyotları tamamen terk edilebilir ve değerler R24 ve R25 dirençlerinin sayısı 22 Ohm'a düşürülebilir - güç IR2110 sürücüsü bu transistörleri kontrol etmek için oldukça yeterlidir. Daha güçlü bir anahtarlamalı güç kaynağı monte ediliyorsa, daha güçlü transistörler gerekli olacaktır. Hem transistörün maksimum akımına hem de dağıtım gücüne dikkat edilmelidir - anahtarlamalı stabilize güç kaynakları, susturucunun doğru kurulumuna karşı çok hassastır ve onsuz, güç transistörleri daha fazla ısınır çünkü kendi kendine indüksiyon nedeniyle oluşan akımlar başlar transistörlere takılı diyotlardan akmak için. Bir snubber seçimi hakkında daha fazla bilgi edinin.
Ayrıca, bir durdurma olmadan artan kapanma süresi, ısınmaya önemli bir katkı sağlar - transistör daha uzun süre doğrusal modda kalır.
Çoğu zaman, alan etkili transistörlerin bir özelliğini daha unuturlar - sıcaklık arttıkça, maksimum akımları azalır ve oldukça güçlüdür. Buna dayanarak, güç kaynaklarını değiştirmek için güç transistörlerini seçerken, güç amplifikatörü güç kaynakları için en az iki kat maksimum akım rezervine ve büyük, değişmeyen bir yük üzerinde çalışan cihazlar için üç kat bir rezerve sahip olmalısınız; düşük voltajlı elektrikli aletlere güç sağlayan indüksiyon izabe ocağı veya dekoratif aydınlatma.
Çıkış voltajı, grup stabilizasyon bobini L1 (GLS) kullanılarak stabilize edilir. Bu indüktörün sargılarının yönüne dikkat etmelisiniz. Dönüş sayısı çıkış voltajıyla orantılı olmalıdır. Tabii ki, bu sarma ünitesini hesaplamak için formüller var, ancak deneyimler, bir DGS için çekirdeğin toplam gücünün, güç transformatörünün toplam gücünün% 20-25'i olması gerektiğini göstermiştir. Pencere yaklaşık 2/3 oranında dolana kadar sarabilirsiniz; çıkış voltajları farklıysa, daha yüksek voltaja sahip sargının orantılı olarak daha büyük olması gerektiğini unutmadan, örneğin biri ±35 V'de olmak üzere iki bipolar voltaja ihtiyacınız vardır. ve ikincisi subwoofer'ı ±50 V voltajla çalıştırır.
Dönüşleri sayarak pencerenin 2/3'ü dolana kadar DGS'yi aynı anda dört kabloya sarıyoruz. Çap, 3-4 A/mm2 akım yoğunluğuna göre hesaplanır. Diyelim ki 22 turumuz var, orantıyı oluşturalım:
22 dönüş / 35 V = X dönüş / 50 V.
X dönüşü = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 dönüş
Daha sonra ±35 V için iki kabloyu keseceğim ve ±50 voltaj için 9 tur daha saracağım.
DİKKAT! Stabilizasyon kalitesinin doğrudan optokuplör diyotunun bağlı olduğu voltajın ne kadar hızlı değiştiğine bağlı olduğunu unutmayın. Stabilizasyon katsayısını iyileştirmek için, her voltaja 3,3 kOhm dirençli 2 W direnç şeklinde ek bir yük bağlamak mantıklıdır. Optokuplör tarafından kontrol edilen voltaja bağlanan yük direnci 1,7...2,2 kat daha az olmalıdır.

2000 Nm geçirgenliğe sahip ferrit halkalardaki ağ anahtarlamalı güç kaynakları için devre verileri Tablo 1'de özetlenmiştir.

DARBE TRANSFORMATÖRLERİ İÇİN SARIM VERİLERİ ENORASYAN YÖNTEMİYLE HESAPLANMIŞTIR Çok sayıda deneyin gösterdiği gibi, dönüş sayısı güvenli bir şekilde %10-15 oranında azaltılabilir çekirdeğin doygunluğa girmesinden korkmadan.

Uygulama Normal boyut Dönüşüm frekansı, kHz

1 halka K40x25x11 Gab. güç Vitkov ön seçime

2 halka K40x25x11 Gab. güç Vitkov ön seçime

1 halka K45x28x8 Gab. güç Vitkov ön seçime

2 halka K45x28x8 Gab. güç Vitkov ön seçime

3 halka K45x28x81 Gab. güç Vitkov ön seçime

4 halka K45x28x8 Gab. güç Vitkov ön seçime

5 halka K45x28x8 Gab. güç Vitkov ön seçime

6 halka K45x28x8 Gab. güç Vitkov ön seçime

7 halka K45x28x8 Gab. güç Vitkov ön seçime

8 halka K45x28x8 Gab. güç Vitkov ön seçime

9 halka K45x28x8 Gab. güç Vitkov ön seçime

10 halka K45x28x81 Gab. güç Vitkov ön seçime

Ancak özellikle televizyonların yatay transformatörlerinden ferrit ise ferritin markasını tanımak her zaman mümkün olmamaktadır. Dönüş sayısını deneysel olarak öğrenerek durumdan çıkabilirsiniz. Videoda bununla ilgili daha fazla ayrıntı:

Anahtarlamalı bir güç kaynağının yukarıdaki devresini kullanarak, çeşitli güçlerdeki belirli bir sorunu çözmek için tasarlanmış çeşitli alt modifikasyonlar geliştirildi ve test edildi. Bu güç kaynaklarına ait baskılı devre kartı çizimleri aşağıda gösterilmiştir.
1200...1500 W'a kadar güce sahip, anahtarlamalı stabilize güç kaynağı için baskılı devre kartı. Tahta boyutu 269x130 mm. Aslında bu, önceki baskılı devre kartının daha gelişmiş bir versiyonudur. Tüm güç voltajlarının büyüklüğünü ve ek bir LC filtresinin büyüklüğünü kontrol etmenize olanak tanıyan bir grup stabilizasyon bobininin varlığıyla ayırt edilir. Fan kontrolü ve aşırı yük koruması vardır. Çıkış gerilimleri, ön aşamalara güç sağlamak için tasarlanmış iki iki kutuplu güç kaynağı ve bir iki kutuplu düşük akım kaynağından oluşur.

1500 W'a kadar güç kaynağı için baskılı devre kartının dış görünümü. LAY FORMATINDA İNDİR

272x100 mm ölçülerindeki baskılı devre kartı üzerinde 1500...1800 W'a kadar güce sahip stabilize bir anahtarlama ağı güç kaynağı yapılabilir. Güç kaynağı, K45 halkaları üzerine yapılmış ve yatay olarak yerleştirilmiş bir güç transformatörü için tasarlanmıştır. İki seviyeli güç kaynağına sahip bir amplifikatöre güç sağlamak için tek bir kaynakta birleştirilebilen iki iki kutuplu güç kaynağına ve ön aşamalar için bir iki kutuplu düşük akım kaynağına sahiptir.

1800 W'a kadar anahtarlamalı güç kaynağının baskılı devre kartı. LAY FORMATINDA İNDİR

Bu güç kaynağı, güçlü araba amplifikatörleri ve araba klimaları gibi yüksek güçlü otomotiv ekipmanlarına güç sağlamak için kullanılabilir. Tahta boyutları 188x123. Kullanılan Schottky doğrultucu diyotlar atlama telleri ile paralelleştirilmiştir ve çıkış akımı 14 V voltajda 120 A'ya ulaşabilir. Ek olarak, güç kaynağı 1 A'ya kadar yük kapasitesine sahip iki kutuplu voltaj üretebilir (kurulu entegre voltaj stabilizatörleri artık mevcut değildir) izin vermek). Güç transformatörü K45 halkalarında yapılır, filtreleme gücü voltajı bobini iki K40x25x11 halkasında yapılır. Dahili aşırı yük koruması.

Otomotiv ekipmanı için güç kaynağının baskılı devre kartının dış görünümü LAY FORMATINDA İNDİR

2000 W'a kadar güç kaynağı, üst üste yerleştirilmiş 275x99 ölçülerinde iki kart üzerinde yapılır. Gerilim bir gerilim tarafından kontrol edilir. Aşırı yük koruması vardır. Dosya, iki kutuplu voltaj için, iki tek kutuplu voltaj için, iki ve üç seviyeli voltaj için gerekli voltajlar için "ikinci kat" için çeşitli seçenekler içerir. Güç transformatörü yatay olarak yerleştirilmiştir ve K45 halkaları üzerinde yapılmıştır.

“İki katlı” bir güç kaynağının dış görünümü LAY FORMATINDA İNDİRİN

277x154 ölçülerindeki bir kart üzerinde iki bipolar voltajlı veya iki seviyeli bir amplifikatör için bir güç kaynağı yapılır. Grup stabilizasyon bobini ve aşırı yük korumasına sahiptir. Güç transformatörü K45 halkaları üzerindedir ve yatay olarak yerleştirilmiştir. 2000 W'a kadar güç.

Baskılı devre kartının dış görünümü LAY FORMATINDA İNDİR

Yukarıdakiyle hemen hemen aynı güç kaynağı, ancak bir çift kutuplu çıkış voltajına sahiptir.

Baskılı devre kartının dış görünümü LAY FORMATINDA İNDİR

Anahtarlamalı güç kaynağı iki adet iki kutuplu stabilize gerilime ve bir adet iki kutuplu düşük akıma sahiptir. Fan kontrolü ve aşırı yük koruması ile donatılmıştır. Bir grup stabilizasyon bobini ve ek LC filtreleri vardır. 2000...2400 W'a kadar güç. Tahtanın boyutları 278x146 mm'dir

Baskılı devre kartının dış görünümü LAY FORMATINDA İNDİR

284x184 mm ölçülerinde, iki seviyeli güç kaynaklarına sahip bir güç amplifikatörü için anahtarlamalı güç kaynağının baskılı devre kartı, bir grup stabilizasyon bobinine ve ek LC filtrelerine, aşırı yük korumasına ve fan kontrolüne sahiptir. Ayırt edici bir özellik, güç transistörlerinin kapatılmasını hızlandırmak için ayrı transistörlerin kullanılmasıdır. 2500...2800 W'a kadar güç.

iki seviyeli güç kaynağı ile LAY FORMATINDA İNDİR

İki bipolar voltaja sahip önceki PCB'nin biraz değiştirilmiş versiyonu. Boyut 285x172. 3000 W'a kadar güç.

Amplifikatörün güç kaynağının baskılı devre kartının dış görünümü LAY FORMATINDA İNDİR

4000...4500 W'a kadar güce sahip köprülü ağ anahtarlamalı güç kaynağı, 269x198 mm ölçülerinde baskılı devre kartı üzerinde yapılmıştır. İki kutuplu güç voltajına, fan kontrolüne ve aşırı yük korumasına sahiptir. Grup stabilizasyon bobinini kullanır. Uzak ek ikincil güç kaynağı filtrelerinin kullanılması tavsiye edilir.

Amplifikatörün güç kaynağının baskılı devre kartının dış görünümü LAY FORMATINDA İNDİR

Ferritler için panolarda olabileceğinden çok daha fazla alan var. Gerçek şu ki, ses aralığının ötesine geçmek her zaman gerekli değildir. Bu nedenle panolarda ilave alanlar sağlanır. Her ihtimale karşı, güç transistörleri hakkında küçük bir referans verisi ve bunları satın alacağım yerlere bağlantılar. Bu arada hem TL494 hem de IR2110'u ve tabii ki güç transistörlerini birden fazla sipariş verdim. Tüm ürün yelpazesini almadığım doğru, ancak şu ana kadar herhangi bir kusurla karşılaşmadım.

DARBE GÜÇ KAYNAĞI İÇİN POPÜLER TRANSİSTÖRLER
İSİM	GERİLİM			GÜÇ	KAPASİTE PANJUR	Qg (ÜRETİCİ)

Söz konusu mikro devre, en yaygın ve yaygın olarak kullanılan entegre elektronik devreler listesine aittir. Selefi, Unitrode'un UC38xx serisi PWM kontrolörleriydi. 1999 yılında bu şirket Texas Instruments tarafından satın alındı ​​ve o zamandan beri bu kontrolör serisinin geliştirilmesine başlandı ve 2000'li yılların başında yaratılmaya başlandı. TL494 serisi mikro devreler. Yukarıda belirtilen UPS'e ek olarak, DC voltaj regülatörlerinde, kontrollü sürücülerde, yumuşak yol vericilerde, kısacası PWM düzenlemesinin kullanıldığı her yerde bulunabilirler.

Bu çipi klonlayan şirketler arasında Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor gibi dünyaca ünlü markalar yer alıyor. Hepsi, TL494CN veri sayfası adı verilen, ürünlerinin ayrıntılı bir açıklamasını sağlar.

Dokümantasyon

Farklı üreticilerin söz konusu mikro devre tipinin açıklamalarının analizi, özelliklerinin pratik kimliğini göstermektedir. Farklı şirketlerin sağladığı bilgi miktarı neredeyse aynıdır. Üstelik Motorola, Inc ve ON Semiconductor gibi markaların TL494CN veri sayfası yapılarında, şekillerinde, tablolarında ve grafiklerinde birbirini kopyalıyor. Materyallerin Texas Instruments tarafından sunumu onlardan biraz farklı, ancak dikkatli bir incelemeyle aynı üründen bahsettikleri anlaşılıyor.

TL494CN çipinin amacı

Geleneksel olarak açıklamamıza dahili cihazların amacı ve listesiyle başlayacağız. Temel olarak UPS uygulamaları için tasarlanmış, aşağıdaki cihazları içeren sabit frekanslı bir PWM kontrol cihazıdır:

• testere dişi voltaj üreteci (RPG);
• hata yükselteçleri;
• referans voltaj kaynağı +5 V;
• “ölü zaman” ayar devresi;
• 500 mA'ya kadar çıkış akımı;
• bir veya iki zamanlı çalışma modunu seçme şeması.

Sınır parametreleri

Diğer tüm mikro devreler gibi, TL494CN açıklaması da mutlaka izin verilen maksimum performans özelliklerinin bir listesini içermelidir. Bunları Motorola, Inc.'in verilerine dayanarak verelim:

1. Besleme gerilimi: 42 V.
2. Çıkış transistörünün kolektör voltajı: 42 V.
3. Çıkış transistörü toplayıcı akımı: 500 mA.
4. Amplifikatör giriş voltajı aralığı: - 0,3 V ila +42 V.
5. Güç dağılımı (t'de< 45 °C): 1000 мВт.
6. Depolama sıcaklığı aralığı: -55 ila +125 °C.
7. Çalışma ortamı sıcaklığı aralığı: 0 ila +70 °C.

TL494IN yongası için parametre 7'nin biraz daha geniş olduğuna dikkat edilmelidir: -25 ila +85 °C.

TL494CN çip tasarımı

Konutunun sonuçlarının Rusça bir açıklaması aşağıdaki şekilde gösterilmektedir.

Mikro devre, PDP tipi pimlere sahip 16 pimli bir plastik kutuya (bu, adının sonunda N harfiyle gösterilir) yerleştirilir.

Görünümü aşağıdaki fotoğrafta gösterilmektedir.

TL494CN: işlevsel diyagram

Dolayısıyla, bu mikro devrenin görevi, hem düzenlenmiş hem de düzenlenmemiş UPS'lerin içinde üretilen voltaj darbelerinin darbe genişliği modülasyonudur (PWM veya Darbe Genişliği Modülasyonlu (PWM)). Birinci tip güç kaynaklarında, darbe sürelerinin aralığı kural olarak mümkün olan maksimum değere ulaşır (araç ses amplifikatörlerine güç sağlamak için yaygın olarak kullanılan itme-çekme devrelerindeki her çıkış için ~% 48).

TL494CN yongasında toplam 6 çıkış pini bulunur; bunlardan 4'ü (1, 2, 15, 16), UPS'i akım ve potansiyel aşırı yüklerden korumak için kullanılan dahili hata amplifikatörlerine giriştir. Pin #4, kare dalga çıkışının görev döngüsünü ayarlamak için 0 ila 3V sinyal girişidir ve #3, bir karşılaştırıcı çıkışıdır ve çeşitli şekillerde kullanılabilir. Diğer 4 tanesi (sayı 8, 9, 10, 11), izin verilen maksimum yük akımı 250 mA olan (uzun vadeli modda 200 mA'dan fazla olmayan) transistörlerin serbest toplayıcıları ve yayıcılarıdır. İzin verilen maksimum 500 mA akıma sahip (sürekli modda 400 mA'dan fazla olmayan) güçlü sahaları kontrol etmek için çiftler halinde (9 ile 10 ve 8 ile 11) bağlanabilirler.

TL494CN'nin iç yapısı nedir? Diyagramı aşağıdaki şekilde gösterilmektedir.

Mikro devrede yerleşik bir referans voltaj kaynağı (RES) +5 V (No. 14) bulunur. Genellikle 10 mA'dan fazla tüketmeyen devrelerin girişlerine, örneğin bir veya iki çevrimli çalışma modlarını seçmek için pin 13'e sağlanan bir referans voltajı olarak kullanılır (±%1 doğrulukla). mikro devre: üzerinde +5 V varsa, ikinci mod seçilir, üzerinde eksi besleme voltajı varsa - birincisi.

Rampa voltaj üretecinin (RVG) frekansını ayarlamak için sırasıyla 5 ve 6 numaralı pinlere bağlı bir kapasitör ve direnç kullanılır. Ve elbette, mikro devre, güç kaynağının artı ve eksilerini (sırasıyla 12 ve 7 sayıları) 7 ila 42 V aralığında bağlamak için pinlere sahiptir.

Diyagram TL494CN'de bir dizi başka dahili cihazın bulunduğunu göstermektedir. Aşağıda materyal sunulurken bunların işlevsel amaçlarına ilişkin Rusça bir açıklama verilecektir.

Giriş pini fonksiyonları

Tıpkı diğer elektronik cihazlar gibi. söz konusu mikro devrenin kendi giriş ve çıkışları vardır. İlkleriyle başlayacağız. Bu TL494CN pinlerinin bir listesi yukarıda zaten verilmiştir. Aşağıda ayrıntılı açıklamalarla birlikte işlevsel amaçlarına ilişkin Rusça bir açıklama verilecektir.

Sonuç 1

Bu, hata amplifikatörü 1'in pozitif (çevirmeyen) girişidir. Eğer voltajı pin 2'deki voltajdan düşükse, hata amplifikatörü 1'in çıkışı düşük olacaktır. Pim 2'dekinden daha yüksekse, hata amplifikatörü 1'in sinyali yüksek olacaktır. Amplifikatörün çıkışı esas olarak pin 2'yi referans olarak kullanarak pozitif girişi takip eder. Hata yükselticilerinin işlevleri aşağıda daha ayrıntılı olarak açıklanacaktır.

Sonuç 2

Bu, hata amplifikatörü 1'in negatif (tersine çeviren) girişidir. Bu pin, pin 1'den yüksekse, hata amplifikatörü 1'in çıkışı düşük olacaktır. Bu pin üzerindeki voltaj pin 1’deki voltajdan düşükse amplifikatör çıkışı yüksek olacaktır.

Sonuç 15

Tamamen #2 ile aynı şekilde çalışır. Genellikle ikinci hata amplifikatörü TL494CN'de kullanılmaz. Bu durumda bağlantı devresi, 14'e (referans voltajı +5 V) bağlanan pin 15'i içerir.

Sonuç 16

1 No'lu ile aynı şekilde çalışır. İkinci hata amplifikatörü kullanılmadığında genellikle 7 No'lu ortak noktaya bağlanır. Pim 15'in +5V'ye ve pim 16'nın ortak tarafa bağlanmasıyla, ikinci amplifikatörün çıkışı düşüktür ve bu nedenle çipin çalışması üzerinde hiçbir etkisi yoktur.

Sonuç 3

Bu pin ve her bir dahili TL494CN amplifikatörü, diyotlar aracılığıyla birbirine bağlanır. Bunlardan herhangi birinin çıkışındaki sinyal düşükten yükseğe doğru değişirse 3 numarada da yüksek seviyeye çıkar. Bu pindeki sinyal 3,3 V'u aştığında çıkış darbeleri kapatılır (sıfır görev döngüsü). Üzerindeki gerilim 0 V'a yakın olduğunda darbe süresi maksimumdur. 0 ila 3,3 V arasında, darbe genişliği %50 ila %0 arasındadır (PWM denetleyici çıkışlarının her biri için - çoğu cihazda 9 ve 10 numaralı pinlerde).

Gerekirse pin 3 bir giriş sinyali olarak kullanılabilir veya darbe genişliğinin değişim hızına yönelik sönümleme sağlamak için kullanılabilir. Üzerindeki voltaj yüksekse (> ~3,5V), PWM kontrol cihazında UPS'i başlatmanın bir yolu yoktur (bundan darbe olmayacaktır).

Sonuç 4

Çıkış darbelerinin görev döngüsü aralığını kontrol eder (İngilizce Ölü Zaman Kontrolü). Üzerindeki voltaj 0 V'a yakınsa, mikro devre hem mümkün olan minimum hem de maksimum darbe genişliğini (diğer giriş sinyalleri tarafından belirlenir) üretebilecektir. Bu pime yaklaşık 1,5V'luk bir voltaj uygulanırsa, çıkış darbe genişliği maksimum genişliğinin %50'si (veya itme-çekme PWM denetleyici modu için ~%25 görev döngüsü) ile sınırlı olacaktır. Voltaj yüksekse (>~3,5V), TL494CN'de UPS'i başlatmanın bir yolu yoktur. Bağlantı devresi genellikle doğrudan toprağa bağlanan 4 numarayı içerir.

• Hatırlanması önemli! 3 ve 4 numaralı pinlerdeki sinyal ~3,3 V'nin altında olmalıdır. Peki örneğin +5 V'a yakınsa ne olur? TL494CN o zaman nasıl davranacak? Üzerindeki voltaj dönüştürücü devresi darbe üretmez, yani. UPS'ten çıkış voltajı olmayacaktır.

Sonuç 5

Zamanlama kondansatörü Ct'yi ikinci kontağı toprağa bağlı olacak şekilde bağlamaya yarar. Kapasitans değerleri tipik olarak 0,01 µF ile 0,1 µF arasındadır. Bu bileşenin değerindeki değişiklikler GPG frekansında ve PWM denetleyicisinin çıkış darbelerinde değişikliklere yol açar. Tipik olarak, çok düşük sıcaklık katsayısına sahip (sıcaklıkla kapasitede çok az değişiklik olan) yüksek kaliteli kapasitörler kullanılır.

Sonuç 6

Sürücü ayar direncini Rt ikinci kontağı toprağa bağlı olacak şekilde bağlamak için. Rt ve Ct değerleri APG sıklığını belirler.

• f = 1,1: (Rt x Ct).

Sonuç 7

PWM denetleyicisindeki cihaz devresinin ortak kablosuna bağlanır.

Sonuç 12

VCC harfleriyle işaretlenmiştir. TL494CN güç kaynağının “artı” ucuna bağlanır. Bağlantı devresi genellikle güç kaynağı anahtarına bağlı 12 numarayı içerir. Birçok UPS, gücü (ve UPS'in kendisini) açıp kapatmak için bu pini kullanır. Üzerinde +12 V varsa ve 7 numara topraklanmışsa, GPN ve ION mikro devreleri çalışacaktır.

Sonuç 13

Bu çalışma modu girişidir. Yukarıda işleyişi anlatılmıştır.

Çıkış Pimi İşlevleri

Bunlar ayrıca TL494CN için de yukarıda listelenmiştir. Aşağıda ayrıntılı açıklamalarla birlikte işlevsel amaçlarına ilişkin Rusça bir açıklama verilecektir.

Sonuç 8

Bu çipin çıkış anahtarları olan 2 NPN transistörü vardır. Bu pin, genellikle sabit bir voltaj kaynağına (12 V) bağlanan transistör 1'in toplayıcısıdır. Ancak bazı cihazların devrelerinde çıkış olarak kullanılır ve üzerinde kare dalga görebilirsiniz (No. 11'deki gibi).

Sonuç 9

Bu, transistör 1'in vericisidir. UPS güç transistörünü (çoğu durumda FET) bir itme-çekme devresinde doğrudan veya bir ara transistör aracılığıyla çalıştırır.

Sonuç 10

Bu, transistör 2'nin vericisidir. Tek çevrim modunda, üzerindeki sinyal No. 9'daki ile aynıdır. İtme-çekme modunda, 9 ve 10 numaralı sinyaller antifazdır, yani sinyal seviyesi olduğunda birinde yüksek, diğerinde düşük ve bunun tersi de geçerlidir. Çoğu cihazda, söz konusu mikro devrenin çıkış transistör anahtarlarının yayıcılarından gelen sinyaller, 9 ve 10 numaralı pinlerdeki voltaj yüksek olduğunda (~ 3,5 V'nin üzerinde, ancak herhangi bir şekilde No. 3 ve 4'teki 3,3 V seviyesiyle ilgilidir.

Sonuç 11

Bu, genellikle sabit bir voltaj kaynağına (+12 V) bağlanan transistör 2'nin toplayıcısıdır.

• Not: TL494CN tabanlı cihazlarda, ikinci seçenek daha yaygın olmasına rağmen, bağlantı devresi PWM kontrol cihazının çıkışı olarak transistör 1 ve 2'nin hem toplayıcılarını hem de vericilerini içerebilir. Bununla birlikte, tam olarak 8 ve 11 numaralı pinlerin çıkış olduğu seçenekler de vardır. Mikro devre ile alan etkili transistörler arasındaki devrede küçük bir transformatör bulursanız, çıkış sinyali büyük olasılıkla onlardan (kollektörlerden) alınır.

Sonuç 14

Bu, yukarıda da açıklanan ION çıkışıdır.

Çalışma prensibi

TL494CN çipi nasıl çalışır? Motorola, Inc.'in malzemelerine dayanarak nasıl çalıştığına dair bir açıklama vereceğiz. Darbe genişliği modülasyonu çıkışı, kapasitör Ct'den gelen pozitif rampa sinyalinin iki kontrol sinyalinden herhangi biriyle karşılaştırılmasıyla elde edilir. NOR mantık devreleri Q1 ve Q2 çıkış transistörlerini kontrol eder ve bunları yalnızca flip-flop'un saat girişindeki (C1) sinyal azaldığında açar (TL494CN işlevsel şemasına bakın).

Dolayısıyla, tetikleyicinin C1 girişi mantıksal bir seviyedeyse, çıkış transistörleri her iki çalışma modunda da kapatılır: tek çevrim ve itme-çekme. Bu girişte bir sinyal varsa, itme-çekme modunda, saat darbesinin kesilmesi tetiğe ulaştığında transistör anahtarları birer birer açılır. Tek uçlu modda, flip-flop kullanılmaz ve her iki çıkış anahtarı da senkronize olarak açılır.

Bu açık durum (her iki modda da) yalnızca GPG periyodunun testere dişi voltajının kontrol sinyallerinden büyük olduğu kısmında mümkündür. Böylece, kontrol sinyalinin değerindeki bir artış veya azalma, mikro devrenin çıkışlarındaki voltaj darbelerinin genişliğinde karşılık gelen doğrusal bir artışa veya azalmaya neden olur.

Pim 4'ten gelen voltaj (ölü zaman kontrolü), hata amplifikatörlerinin girişleri veya pim 3'ten gelen geri besleme sinyali girişi, kontrol sinyalleri olarak kullanılabilir.

Mikro devre ile çalışmanın ilk adımları

Herhangi bir kullanışlı cihaz yapmadan önce TL494CN'nin nasıl çalıştığını öğrenmeniz önerilir. İşlevselliği nasıl kontrol edilir?

Breadboard'unuzu alın, çipi üzerine yerleştirin ve kabloları aşağıdaki şemaya göre bağlayın.

Her şey doğru bağlanırsa devre çalışacaktır. 3 ve 4 numaralı pinleri boşta bırakmayın. GPG'nin çalışmasını kontrol etmek için osiloskopunuzu kullanın; pin 6'da testere dişi voltajı görmelisiniz. Çıkışlar sıfır olacaktır. TL494CN cinsinden performansları nasıl belirlenir? Aşağıdaki şekilde kontrol edilebilir:

1. Geri besleme çıkışını (No. 3) ve ölü zaman kontrol çıkışını (No. 4) ortak terminale (No. 7) bağlayın.
2. Artık mikro devrenin çıkışlarında dikdörtgen darbeleri tespit etmelisiniz.

Çıkış sinyali nasıl yükseltilir?

TL494CN'nin çıkışı oldukça düşük akımdır ve elbette daha fazla güç istersiniz. Bu yüzden bazı güç transistörleri eklemeliyiz. Kullanımı en kolay (ve eski bir bilgisayar anakartından elde edilmesi çok kolay) n-kanallı güç MOSFET'leridir. Aynı zamanda TL494CN'nin çıkışını da tersine çevirmeliyiz, çünkü ona n-kanallı bir MOSFET bağlarsak, mikro devrenin çıkışında bir darbe olmadığında, doğru akım akışına açık olacaktır. . Sadece yanabilir... Böylece evrensel bir NPN transistörünü çıkarıp aşağıdaki şemaya göre bağlarız.

Bu devredeki güç MOSFET'i pasif modda kontrol edilir. Çok iyi değil, ancak test ve düşük güç amaçları için sorun değil. Devredeki R1, NPN transistörünün yüküdür. İzin verilen maksimum kolektör akımına göre seçin. R2 güç aşamamızın yükünü temsil eder. Aşağıdaki deneylerde bunun yerine bir transformatör konulacaktır.

Şimdi mikro devrenin 6 numaralı pimindeki sinyale bir osiloskopla bakarsak, bir "testere" göreceğiz. 8 numarada (K1) hala dikdörtgen darbeler görebilirsiniz ve MOS transistörünün drenajında ​​aynı şekle sahip ancak daha büyük büyüklükte darbeler vardır.

Çıkış voltajı nasıl artırılır?

Şimdi TL494CN'yi kullanarak biraz daha yüksek voltaj elde edelim. Anahtarlama ve bağlantı şeması devre tahtasında aynıdır. Elbette, özellikle güç MOS transistörlerinde soğutucu bulunmadığından, üzerinde yeterince yüksek bir voltaj elde etmek imkansızdır. Yine de bu şemaya göre çıkış aşamasına küçük bir transformatör bağlayın.

Transformatörün birincil sargısı 10 tur içerir. İkincil sargı yaklaşık 100 dönüş içerir. Yani dönüşüm oranı 10'dur. Primer'e 10V uygularsanız yaklaşık 100V çıkış almalısınız. Çekirdek ferritten yapılmıştır. Bir PC güç kaynağı transformatöründen orta büyüklükte bir çekirdek kullanabilirsiniz.

Dikkatli olun, trafo çıkışı yüksek voltaj altındadır. Akım çok düşük ve sizi öldürmez. Ama iyi bir vuruş alabilirsiniz. Diğer bir tehlike ise çıkışa büyük bir kapasitör takarsanız büyük bir yük biriktirmesidir. Bu nedenle devre kapatıldıktan sonra deşarj edilmelidir.

Devrenin çıkışında aşağıdaki fotoğraftaki gibi herhangi bir göstergeyi ampul gibi açabilirsiniz.

DC voltajıyla çalışır ve yanması için yaklaşık 160V'a ihtiyaç duyar. (Cihazın tamamı için güç kaynağı yaklaşık 15 V'tur - bir kat daha düşük.)

Transformatör çıkışlı devre, PC güç kaynakları da dahil olmak üzere herhangi bir UPS'de yaygın olarak kullanılır. Bu cihazlarda, transistör anahtarları aracılığıyla PWM kontrol cihazının çıkışlarına bağlanan ilk transformatör, TL494CN dahil devrenin düşük voltajlı kısmını ana voltaj transformatörünü içeren yüksek voltajlı kısmından ayırmaya yarar.

Voltaj regülatörü

Kural olarak, ev yapımı küçük elektronik cihazlarda güç, TL494CN üzerine yapılan standart bir PC UPS tarafından sağlanır. PC güç kaynağının bağlantı şeması iyi bilinmektedir ve her yıl milyonlarca eski bilgisayar atıldığı veya yedek parça olarak satıldığı için ünitelere kolayca erişilebilir. Ancak kural olarak bu UPS'ler 12 V'tan yüksek olmayan voltajlar üretir. Bu, değişken frekanslı bir sürücü için çok düşüktür. Elbette, 25V için daha yüksek voltajlı bir PC UPS kullanmayı deneyebilirsiniz, ancak bunu bulmak zor olacaktır ve 5V'ta mantık kapılarında çok fazla güç harcanacaktır.

Bununla birlikte, TL494'te (veya analoglarında), artan güç ve voltajda çıkışa sahip herhangi bir devre oluşturabilirsiniz. PC UPS'in tipik parçalarını ve anakarttaki MOSFET'leri çalıştırarak TL494CN'yi kullanarak bir PWM voltaj regülatörü oluşturabilirsiniz. Dönüştürücü devresi aşağıdaki şekilde gösterilmiştir.

Üzerinde mikro devrenin devre şemasını ve iki transistör kullanarak çıkış aşamasını görebilirsiniz: evrensel bir npn- ve güçlü bir MOS.

Ana parçalar: T1, Q1, L1, D1. Bipolar T1, sözde basitleştirilmiş bir şekilde bağlanan bir güç MOSFET'ini kontrol etmek için kullanılır. "pasif". L1, eski bir HP yazıcıdan alınan endüktif bir bobindir (yaklaşık 50 dönüşlü, 1 cm yüksekliğinde, sargılarla birlikte 0,5 cm genişliğinde, açık bobin). D1 başka bir cihazdan. TL494 yukarıdaki yönteme alternatif bir şekilde bağlanır, ancak her iki yöntem de kullanılabilir.

C8, hata amplifikatörünün girişine giren gürültünün etkisini önlemek için küçük bir kapasitördür; 0,01 uF'lik bir değer az çok normal olacaktır. Daha büyük değerler gerekli voltajın ayarını yavaşlatacaktır.

C6 daha da küçük bir kapasitördür, yüksek frekanslı parazitleri filtrelemek için kullanılır. Kapasitesi birkaç yüz pikofarada kadardır.

Nikolay Petruşov

494 TL, bu nasıl bir “canavar”?

TL494 (Texas Instruments), muhtemelen bilgisayar güç kaynaklarının büyük bir kısmının ve çeşitli ev aletlerinin güç parçalarının oluşturulduğu en yaygın PWM denetleyicisidir.
Ve şimdi bile bu mikro devre, anahtarlamalı güç kaynakları üreten radyo amatörleri arasında oldukça popüler. Bu mikro devrenin yerli analogu M1114EU4'tür (KR1114EU4). Ayrıca farklı yabancı firmalar da bu mikro devreyi farklı isimlerle üretmektedir. Örneğin IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Hepsi aynı çip.
Yaşı 431 TL'den çok daha genç. 90'ların sonlarında - 2000'lerin başında Texas Instruments tarafından üretildi.
Gelin onun ne olduğunu ve ne tür bir “canavar” olduğunu birlikte anlamaya çalışalım? TL494 çipini (Texas Instruments) ele alacağız.

O halde öncelikle içeride ne olduğuna bakalım.

Birleştirmek.

Bu içerir:
- testere dişi voltaj jeneratörü (SPG);
- ölü zaman ayar karşılaştırıcısı (DA1);
- PWM ayar karşılaştırıcısı (DA2);
- esas olarak voltaj için kullanılan hata amplifikatörü 1 (DA3);
- esas olarak akım limit sinyali için kullanılan hata amplifikatörü 2 (DA4);
- harici pin 14 ile 5V'da kararlı referans voltaj kaynağı (VS);
- çıkış aşamasının çalışması için kontrol devresi.

Daha sonra elbette tüm bileşenlerine bakacağız ve tüm bunlara neden ihtiyaç duyulduğunu ve nasıl çalıştığını anlamaya çalışacağız, ancak önce çalışma parametrelerini (özelliklerini) vermemiz gerekecek.

Seçenekler	Min.	Maks.	Birim Değiştirmek
V CC Besleme gerilimi	7	40	İÇİNDE
V I Amplifikatör giriş voltajı	-0,3	VCC-2	İÇİNDE
V O Kolektör voltajı		40	İÇİNDE
Kolektör akımı (her transistör)		200	mA
Geri besleme akımı		0,3	mA
f OSC Osilatör frekansı	1	300	kHz
CT Jeneratör kapasitansı	0,47	10000	nF
R T Jeneratör direnç direnci	1,8	500	kOhm
T A Çalışma sıcaklığı TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Sınırlayıcı özellikleri şunlardır;

Besleme gerilimi................................................ .....41V

Amplifikatör giriş voltajı.................................(Vcc+0,3)V

Kolektör çıkış voltajı................................41V

Kolektör çıkış akımı................................................. ....250mA

Sürekli modda toplam güç kaybı....1W

Mikro devre pinlerinin yeri ve amacı.

Sonuç 1

Bu, hata amplifikatörü 1'in ters çevirmeyen (pozitif) girişidir.
Üzerindeki giriş voltajı pin 2'deki voltajdan düşükse bu amplifikatörün çıkışında hata olmayacak, voltaj olmayacak (çıkış düşük seviyeye sahip olacak) ve amplifikatöre herhangi bir etkisi olmayacaktır. çıkış darbelerinin genişliği (görev faktörü).
Bu pindeki voltaj pin 2'den daha yüksekse, bu amplifikatörün 1 çıkışında bir voltaj görünecektir (amplifikatör 1'in çıkışı yüksek bir seviyeye sahip olacaktır) ve çıkış darbelerinin genişliği (görev faktörü) ne kadar azalırsa, bu amplifikatörün çıkış voltajı da o kadar yüksek olur (maksimum 3,3 volt).

Sonuç 2

Bu, hata sinyali amplifikatörü 1'in ters çeviren (negatif) girişidir.
Bu pindeki giriş voltajı pin 1'dekinden yüksekse amplifikatör çıkışında voltaj hatası olmayacak (çıkış düşük olacaktır) ve çıkışın genişliğine (görev faktörü) herhangi bir etkisi olmayacaktır. nabız.
Bu pindeki voltaj pin 1'deki voltajdan düşükse amplifikatör çıkışı yüksek olacaktır.

Hata amplifikatörü, DC voltajda = 70..95 dB düzeyinde kazancı olan normal bir op-amp'tir (350 kHz frekansında Ku = 1). Op-amp giriş voltajı aralığı -0,3V'tan besleme voltajına eksi 2V'a kadar uzanır. Yani maksimum giriş voltajı, besleme voltajından en az iki volt daha düşük olmalıdır.

Sonuç 3

Bunlar, diyotlar (OR devresi) aracılığıyla bu pime bağlanan hata amplifikatörleri 1 ve 2'nin çıkışlarıdır. Herhangi bir amplifikatörün çıkışındaki voltaj düşükten yükseğe değişirse pin 3'te de yükselir.
Bu pimdeki voltaj 3,3 V'u aşarsa, mikro devrenin çıkışındaki darbeler kaybolur (sıfır görev döngüsü).
Bu pindeki voltaj 0 V'a yakınsa çıkış darbelerinin süresi (görev faktörü) maksimum olacaktır.

Pin 3 genellikle amplifikatörlere geri bildirim sağlamak için kullanılır ancak gerekirse pin 3, darbe genişliğinde değişiklik sağlamak için giriş olarak da kullanılabilir.
Üzerindeki voltaj yüksekse (> ~ 3,5 V), MS çıkışında darbe olmayacaktır. Güç kaynağı hiçbir durumda başlamayacaktır.

Sonuç 4

"Ölü" zamanın (İngilizce Ölü Zaman Kontrolü) değişim aralığını kontrol eder, prensip olarak aynı görev döngüsüdür.
Üzerindeki voltaj 0 V'a yakınsa, mikro devrenin çıkışı, diğer giriş sinyalleri (hata amplifikatörleri, pin 3) tarafından buna göre ayarlanabilen hem mümkün olan minimum hem de maksimum genişlikte darbelere sahip olacaktır.
Bu pimdeki voltaj yaklaşık 1,5 V ise, çıkış darbelerinin genişliği maksimum genişliğinin yaklaşık %50'si olacaktır.
Bu pindeki voltaj 3,3 V'u aşarsa MS çıkışında darbe olmayacaktır. Güç kaynağı hiçbir durumda başlamayacaktır.
Ancak “ölü” süre arttıkça PWM ayar aralığının azalacağını unutmamalısınız.

Pim 4'teki voltajı değiştirerek, "ölü" zamanın (R-R bölücü) sabit bir genişliğini ayarlayabilir, güç kaynağında (R-C zinciri) yumuşak bir başlatma modu uygulayabilir, MS'nin (anahtar) uzaktan kapatılmasını sağlayabilirsiniz ve bu pini doğrusal kontrol girişi olarak da kullanabilirsiniz.

Bilmeyenler için "ölü" zamanın ne olduğuna ve ne için gerekli olduğuna bakalım.
Bir itme-çekme güç kaynağı devresi çalıştığında, mikro devrenin çıkışlarından çıkış transistörlerinin tabanlarına (kapılarına) darbeler dönüşümlü olarak beslenir. Herhangi bir transistör eylemsiz bir eleman olduğundan, çıkış transistörünün tabanından (kapısından) bir sinyal çıkarıldığında (beslendiğinde) anında kapanamaz (açılamaz). Ve çıkış transistörlerine "ölü" zaman olmadan darbeler uygulanırsa (yani, birinden bir darbe çıkarılır ve hemen ikinciye uygulanır), bir transistörün kapanma zamanı olmadığı, ancak ikincisinin kapanacağı bir an gelebilir. zaten açıldı. Daha sonra tüm akım (geçiş akımı olarak adlandırılır) her iki açık transistörden geçerek yükü (transformatör sargısı) atlayacak ve hiçbir şeyle sınırlı olmayacağından çıkış transistörleri anında arızalanacaktır.
Bunun olmasını önlemek için, bir darbenin bitiminden sonra ve bir sonrakinin başlamasından önce, girişinden kontrol sinyalinin kaldırıldığı çıkış transistörünün güvenilir bir şekilde kapanması için yeterli olan belirli bir sürenin geçmesi gerekir.
Bu zamana “ölü” zaman denir.

Evet, mikro devrenin bileşimi ile şekle bakarsak, pin 4'ün ölü zaman ayar karşılaştırıcısının (DA1) girişine 0,1-0,12 V voltaj kaynağı üzerinden bağlandığını görüyoruz. Bu ne için yapılıyor?
Bu, çıkış (çıkış) transistörlerinin güvenli çalışmasını sağlamak için çıkış darbelerinin maksimum genişliğinin (görev faktörü) hiçbir zaman %100'e eşit olmamasını sağlamak için yapılır.
Yani, pim 4'ü ortak kabloya "bağlarsanız", DA1 karşılaştırıcısının girişinde hala sıfır voltaj olmayacak, ancak yalnızca bu değerde (0,1-0,12 V) bir voltaj ve darbeler olacaktır. Testere dişi voltaj jeneratöründen (RPG), mikro devrenin çıkışında yalnızca pin 5'teki genlikleri bu voltajı aştığında görünecektir. Yani, mikro devre, çıkış darbelerinin görev döngüsünün sabit bir maksimum eşiğine sahiptir; bu, çıkış aşamasının tek döngülü çalışma modu için% 95-96'yı ve itme-çekme için% 47,5-48'i geçmeyecektir. çıkış aşamasının çalışma modu.

Sonuç 5

Bu, GPG çıkışıdır; ikinci ucu ortak kabloya bağlı olan bir zamanlama kapasitörünü (Ct) ona bağlamak için tasarlanmıştır. Kapasitansı genellikle PWM kontrol cihazının GPG darbelerinin çıkış frekansına bağlı olarak 0,01 µF ila 0,1 µF arasında seçilir. Kural olarak burada yüksek kaliteli kapasitörler kullanılıyor.
GPG'nin çıkış frekansı bu pin üzerinden kontrol edilebilir. Jeneratörün çıkış voltajı salınımı (çıkış darbelerinin genliği) 3 volt civarındadır.

Sonuç 6

Bu aynı zamanda ikinci ucu ortak kabloya bağlı olan bir zaman ayar direnci Rt'ye bağlanmak için tasarlanmış GPN çıkışıdır.
Rt ve Ct değerleri, gaz pompasının çıkış frekansını belirler ve tek çevrimli çalışma modu formülü kullanılarak hesaplanır;

İtme-çekme çalışma modu için formül şu şekildedir;

Diğer şirketlerin PWM denetleyicileri için frekans, 1 sayısının 1.1 olarak değiştirilmesi gerekmesi dışında aynı formül kullanılarak hesaplanır.

Sonuç 7

PWM denetleyicisindeki cihaz devresinin ortak kablosuna bağlanır.

Sonuç 8

Mikro devre, çıkış anahtarları olan iki çıkış transistörlü bir çıkış aşaması içerir. Bu transistörlerin kollektör ve emitörlerinin terminalleri serbesttir ve bu nedenle ihtiyaca göre bu transistörler hem ortak emitör hem de ortak kollektör ile çalışacak şekilde devreye dahil edilebilir.
Pim 13'teki voltaja bağlı olarak bu çıkış katı itme-çekme veya tek çevrim modunda çalışabilir. Tek uçlu çalışma modunda, bu transistörler, genellikle yapılan gibi, yük akımını artırmak için paralel olarak bağlanabilir.
Yani pin 8, transistör 1'in toplayıcı pinidir.

Sonuç 9

Bu, transistör 1'in verici pimidir.

Sonuç 10

Bu, transistör 2'nin verici pimidir.

Sonuç 11

Bu transistör 2'nin toplayıcısıdır.

Sonuç 12

TL494CN güç kaynağının “artı” ucu bu pime bağlanır.

Sonuç 13

Bu, çıkış katının çalışma modunun seçilmesine yönelik çıkıştır. Bu pin ortak kabloya bağlanırsa çıkış katı tek uçlu modda çalışacaktır. Transistör anahtarlarının terminallerindeki çıkış sinyalleri aynı olacaktır.
Bu pime +5 V voltaj uygularsanız (13 ve 14 numaralı pimleri bağlayın), çıkış anahtarları itme-çekme modunda çalışacaktır. Transistör anahtarlarının terminallerindeki çıkış sinyalleri faz dışı olacak ve çıkış darbelerinin frekansı yarı yarıya olacaktır.

Sonuç 14

Bu kararlılığın çıktısı VE boşaltmak HAKKINDA porno N voltaj (ION), +5 V çıkış voltajı ve 10 mA'ya kadar çıkış akımı ile, hata amplifikatörlerinde karşılaştırma için referans olarak ve diğer amaçlar için kullanılabilir.

Sonuç 15

Pim 2 ile tamamen aynı şekilde çalışır. İkinci hata yükselticisi kullanılmazsa, pim 15 basitçe pim 14'e bağlanır (referans voltajı +5 V).

Sonuç 16

Pin 1 ile aynı şekilde çalışır. İkinci hata amplifikatörü kullanılmıyorsa genellikle ortak kabloya (pin 7) bağlanır.
Pim 15'in +5V'ye ve pim 16'nın toprağa bağlanması durumunda, ikinci amplifikatörden çıkış voltajı yoktur, dolayısıyla çipin çalışması üzerinde hiçbir etkisi yoktur.

Mikro devrenin çalışma prensibi.

Peki TL494 PWM denetleyicisi nasıl çalışır?
Yukarıda bu mikro devrenin pinlerinin amacını ve hangi işlevi yerine getirdiklerini detaylı olarak inceledik.
Bütün bunlar dikkatlice analiz edilirse, tüm bunlardan bu mikro devrenin nasıl çalıştığı anlaşılıyor. Ancak çalışma prensibini bir kez daha çok kısaca anlatacağım.

Mikro devre tipik olarak açıldığında ve ona güç sağlandığında (eksi pim 7'ye artı pim 12'ye), GPG, frekansı C ve R'ye bağlı olan yaklaşık 3 voltluk bir genliğe sahip testere dişi darbeleri üretmeye başlar. mikro devrenin 5 ve 6 numaralı pinlerine bağlı.
Kontrol sinyallerinin değeri (3 ve 4 numaralı pinlerde) 3 volttan azsa, mikro devrenin çıkış anahtarlarında genişliği (görev faktörü) pinlerdeki kontrol sinyallerinin değerine bağlı olan dikdörtgen darbeler görünür. 3 ve 4.
Yani mikro devre, kapasitör Ct'den (C1) gelen pozitif testere dişi voltajını iki kontrol sinyalinden herhangi biriyle karşılaştırır.
Çıkış transistörleri VT1 ve VT2'yi kontrol etmek için kullanılan mantık devreleri, bunları yalnızca testere dişi darbelerinin voltajı kontrol sinyallerinden yüksek olduğunda açar. Ve bu fark ne kadar büyük olursa, çıkış darbesi o kadar geniş olur (görev döngüsü de o kadar büyük olur).
Pim 3'teki kontrol voltajı, güç kaynağının çıkış voltajını ve çıkış akımını kontrol edebilen işlemsel amplifikatörlerin (hata amplifikatörleri) girişlerindeki sinyallere bağlıdır.

Böylece, herhangi bir kontrol sinyalinin değerindeki bir artış veya azalma, mikro devrenin çıkışlarındaki voltaj darbelerinin genişliğinde karşılık gelen doğrusal bir azalmaya veya artışa neden olur.
Yukarıda belirtildiği gibi, pin 4'ten gelen voltaj (ölü zaman kontrolü), hata amplifikatörlerinin girişleri veya doğrudan pin 3'ten gelen geri besleme sinyali girişi, kontrol sinyalleri olarak kullanılabilir.

Teori, dedikleri gibi, teoridir, ancak tüm bunları pratikte görmek ve "dokunmak" çok daha iyi olacaktır, o halde hadi aşağıdaki devreyi bir devre tahtasına kuralım ve her şeyin nasıl çalıştığını kendi gözlerimizle görelim.

En kolay ve hızlı yol, hepsini bir devre tahtası üzerinde birleştirmektir. Evet KA7500 çipini taktım. Mikro devrenin "13" pimi ortak kabloya bağlanır, yani çıkış anahtarlarımız tek döngü modunda çalışacak (transistörlerdeki sinyaller aynı olacaktır) ve çıkış darbelerinin tekrarlama frekansı şuna karşılık gelecektir: GPG'nin testere dişi voltajının frekansı.

Osiloskopu aşağıdaki kontrol noktalarına bağladım:
- Bu pindeki sabit voltajı kontrol etmek için “4” pinine ilk ışın. Ekranın ortasında sıfır satırında bulunur. Hassasiyet - bölüm başına 1 volt;
- GPG'nin testere dişi voltajını kontrol etmek için "5" pimine giden ikinci ışın. Aynı zamanda osiloskopun merkezinde sıfır çizgisi üzerinde (her iki ışın birleştirilmiş) ve aynı hassasiyette bulunur;
- Mikro devrenin çıkışındaki darbeleri kontrol etmek için mikro devrenin çıkışına “9” pimine giden üçüncü ışın. Işının hassasiyeti bölüm başına 5 volttur (0,5 volt artı 10'a bölen). Osiloskop ekranının alt kısmında bulunur.

Söylemeyi unuttum, mikro devrenin çıkış anahtarları ortak bir toplayıcıya bağlı. Başka bir deyişle - yayıcı takipçi devresine göre. Neden tekrarlayıcı? Çünkü transistörün emitöründeki sinyal temel sinyali tam olarak tekrarlıyor, böylece her şeyi net bir şekilde görebiliyoruz.
Sinyali transistörün toplayıcısından çıkarırsanız, baz sinyale göre ters çevrilecektir (baş aşağı).
Mikro devreye güç sağlıyoruz ve terminallerde nelere sahip olduğumuzu görüyoruz.

Dördüncü bacakta sıfır var (düzeltici direnç kaydırıcısı en düşük konumda), ilk ışın ekranın ortasındaki sıfır çizgisinde. Hata yükselticileri de çalışmıyor.
Beşinci bacakta GPN'nin (ikinci ışın) 3 volttan biraz daha fazla genliğe sahip testere dişi voltajını görüyoruz.
Mikro devrenin çıkışında (pim 9), yaklaşık 15 volt genliğe ve maksimum genişliğe (% 96) sahip dikdörtgen darbeler görüyoruz. Ekranın altındaki noktalar tam olarak sabit görev döngüsü eşiğidir. Görmeyi kolaylaştırmak için osiloskoptaki uzatmayı açalım.

Artık daha iyi görebiliyorsun. Bu tam olarak darbe genliğinin sıfıra düştüğü ve çıkış transistörünün bu kısa süre için kapalı olduğu zamandır. Bu ışının sıfır seviyesi ekranın altındadır.
Peki, "4" pinine voltaj ekleyelim ve ne elde ettiğimizi görelim.

"4" pininde bir düzeltici direnç kullanarak 1 voltluk sabit bir voltaj ayarladım, ilk ışın bir bölüm yükseldi (osiloskop ekranında düz çizgi). Ne görüyoruz? Ölü zaman arttı (görev döngüsü azaldı), bu ekranın altındaki noktalı çizgidir. Yani çıkış transistörü darbe süresinin yaklaşık yarısı kadar kapalıdır.
Mikro devrenin "4" pimine bir kesme direnci ile bir volt daha ekleyelim.

İlk ışının bir bölüm daha yükseldiğini, çıkış darbelerinin süresinin daha da kısaldığını (tüm darbe süresinin 1/3'ü) ve ölü zamanın (çıkış transistörünün kapanma süresi) arttığını görüyoruz. üçte ikisine kadar. Yani, mikro devrenin mantığının GPG sinyalinin seviyesini kontrol sinyalinin seviyesiyle karşılaştırdığı ve çıkışa yalnızca seviyesi kontrol sinyalinden daha yüksek olan GPG sinyalini aktardığı açıkça görülmektedir.

Daha da netleştirmek için, mikro devrenin çıkış darbelerinin süresi (genişliği), kontrol sinyali seviyesinin üzerinde (osiloskoptaki düz çizginin üstünde) bulunan testere dişi voltaj çıkış darbelerinin süresi (genişliği) ile aynı olacaktır. ekran).

Daha ileri gidelim, mikro devrenin "4" pimine bir volt daha ekleyelim. Ne görüyoruz? Mikro devrenin çıkışında, düz çizginin üzerinde çıkıntı yapan testere dişi voltajının tepe noktalarıyla yaklaşık olarak aynı genişlikte çok kısa darbeler vardır. Nabzın daha iyi görülebilmesi için osiloskop üzerindeki uzatmayı açalım.

Burada çıkış transistörünün açık olacağı ve geri kalan sürenin (ekranın alt satırı) kapalı olacağı kısa bir darbe görüyoruz.
Peki, "4" pinindeki voltajı daha da artırmaya çalışalım. Çıkıştaki voltajı GPG'nin testere dişi voltajı seviyesinin üzerine ayarlamak için bir düzeltme direnci kullanıyoruz.

İşte bu, çıktı tamamen "sakin" olduğundan güç kaynağımız çalışmayı bırakacak. Çıkış darbesi yok, çünkü “4” kontrol piminde 3,3 volttan fazla sabit bir voltaj seviyesine sahibiz.
Kontrol sinyalini “3” pinine veya herhangi bir hata amplifikatörüne uygularsanız kesinlikle aynı şey olacaktır. İlgilenen varsa deneysel olarak kendiniz kontrol edebilirsiniz. Ayrıca, kontrol sinyalleri aynı anda tüm kontrol pinlerindeyse ve mikro devreyi kontrol ediyorsa (hakim), kontrol pininden genliği daha büyük bir sinyal gelecektir.

Peki, "13" pimini ortak kablodan çıkarıp "14" pimine bağlamayı deneyelim, yani çıkış anahtarlarının çalışma modunu tek çevrimden itme-çekme moduna geçirelim. Ne yapabileceğimize bir bakalım.

Bir kesme direnci kullanarak pin “4”teki voltajı tekrar sıfıra getiriyoruz. Gücü aç. Ne görüyoruz?
Mikro devrenin çıkışı aynı zamanda maksimum süreli dikdörtgen darbeler içerir, ancak tekrarlama frekansları testere dişi darbelerinin frekansının yarısı kadar olmuştur.
Aynı darbeler mikro devrenin ikinci anahtar transistöründe (pin 10) olacaktır, tek fark bunlara göre zaman içinde 180 derece kaydırılacak olmasıdır.
Ayrıca maksimum görev döngüsü eşiği de vardır (%2). Artık görünmüyor, osiloskobun 4. ışınını bağlamanız ve iki çıkış sinyalini birleştirmeniz gerekiyor. Dördüncü sonda elimde değil, o yüzden yapmadım. İsteyen herkes bundan emin olmak için pratik olarak kendi başına kontrol etsin.

Bu modda mikro devre, tek çevrim modundakiyle tamamen aynı şekilde çalışır; tek fark, buradaki çıkış darbelerinin maksimum süresinin toplam darbe süresinin% 48'ini aşmayacağıdır.
Bu yüzden bu modu uzun süre düşünmeyeceğiz, ancak "4" pinindeki voltaj iki volt olduğunda ne tür darbelere sahip olacağımızı görelim.

Bir düzeltici dirençle voltajı yükseltiyoruz. Çıkış darbelerinin genişliği, toplam darbe süresinin 1/6'sına, yani aynı zamanda çıkış anahtarlarının tek döngülü çalışma modundan tam olarak iki katına (1/3 kez) düştü.
İkinci transistörün çıkışında (pim 10) aynı darbeler olacaktır, yalnızca zaman içinde 180 derece kaydırılacaktır.
Prensip olarak PWM kontrol cihazının çalışmasını analiz ettik.

Ayrıca “4” pininde. Daha önce de belirtildiği gibi, bu pin güç kaynağının "yumuşak" başlatılması için kullanılabilir. Bu nasıl organize edilir?
Çok basit. Bunu yapmak için “4” pinine bir RC devresi bağlıyoruz. İşte diyagramın örnek bir parçası:

Burada "yumuşak başlangıç" nasıl çalışıyor? Diyagrama bakalım. Kondansatör C1, direnç R5 aracılığıyla ION'a (+5 volt) bağlanır.
Mikro devreye (pim 12) güç uygulandığında, pim 14'te +5 volt görünür. Kondansatör C1 şarj olmaya başlar. Kapasitörün şarj akımı R5 direnci üzerinden akar, açılma anında maksimumdur (kondansatör boşalır) ve "4" pimine beslenen direnç boyunca 5 voltluk bir voltaj düşüşü meydana gelir. Bu voltaj, deneysel olarak daha önce de öğrendiğimiz gibi, darbelerin mikro devrenin çıkışına geçişini yasaklıyor.
Kapasitör şarj olurken şarj akımı azalır ve direnç üzerindeki voltaj düşüşü de buna göre azalır. "4" pimindeki voltaj da azalır ve mikro devrenin çıkışında süresi giderek artan (kapasitör şarj olurken) darbeler görünmeye başlar. Kapasitör tamamen şarj olduğunda şarj akımı durur, “4” pinindeki voltaj sıfıra yakın olur ve “4” pini artık çıkış darbelerinin süresini etkilemez. Güç kaynağı çalışma moduna geri döner.
Doğal olarak, güç kaynağının başlama süresinin (çalışma moduna ulaştığında) direnç ve kapasitörün boyutuna bağlı olacağını ve bunları seçerek bu süreyi düzenlemenin mümkün olacağını tahmin ettiniz.

Kısaca tüm teori ve pratik bu ve burada özellikle karmaşık bir şey yok ve bu PWM'nin çalışmasını anlar ve anlarsanız, diğer PWM'lerin çalışmalarını anlamanız ve anlamanız sizin için zor olmayacaktır.

Herkese iyi şanslar diliyorum.

Söz konusu mikro devre, en yaygın ve yaygın olarak kullanılan entegre elektronik devreler listesine aittir. Selefi, Unitrode'un UC38xx serisi PWM kontrolörleriydi. 1999 yılında bu şirket Texas Instruments tarafından satın alındı ​​ve o zamandan beri bu kontrolör serisinin geliştirilmesine başlandı ve 2000'li yılların başında yaratılmaya başlandı. TL494 serisi mikro devreler. Yukarıda belirtilen UPS'e ek olarak, DC voltaj regülatörlerinde, kontrollü sürücülerde, yumuşak yol vericilerde, kısacası PWM düzenlemesinin kullanıldığı her yerde bulunabilirler. Bu çipi klonlayan şirketler arasında Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor gibi dünyaca ünlü markalar yer alıyor. Hepsi, TL494CN veri sayfası adı verilen, ürünlerinin ayrıntılı bir açıklamasını sağlar.

Dokümantasyon

Farklı üreticilerin söz konusu mikro devre tipinin açıklamalarının analizi, özelliklerinin pratik kimliğini göstermektedir. Farklı şirketlerin sağladığı bilgi miktarı neredeyse aynıdır. Üstelik Motorola, Inc ve ON Semiconductor gibi markaların TL494CN veri sayfası yapılarında, şekillerinde, tablolarında ve grafiklerinde birbirini kopyalıyor. Materyallerin Texas Instruments tarafından sunumu onlardan biraz farklı, ancak dikkatli bir incelemeyle aynı üründen bahsettikleri anlaşılıyor.

TL494CN çipinin amacı

Geleneksel olarak açıklamamıza dahili cihazların amacı ve listesiyle başlayacağız. Temel olarak UPS'te kullanılması amaçlanan ve aşağıdaki cihazları içeren, sabit frekanslı bir PWM kontrol cihazıdır: testere dişli voltaj jeneratörü (RVG); hata yükselteçleri; referans voltaj kaynağı +5 V; “ölü zaman” ayar devresi; 500 mA'ya kadar akım için çıkış transistör anahtarları; bir veya iki zamanlı çalışma modunu seçme şeması.

Sınır parametreleri

Diğer tüm mikro devreler gibi, TL494CN açıklaması da mutlaka izin verilen maksimum performans özelliklerinin bir listesini içermelidir. Bunları Motorola, Inc.'in verilerine göre verelim: Besleme voltajı: 42 V. Çıkış transistörünün kollektöründeki voltaj: 42 V. Çıkış transistörünün kolektör akımı: 500 mA. Amplifikatör giriş voltajı aralığı: - 0,3 V ile +42 V arası. Güç dağıtımı (t'de)< 45 °C): 1000 мВт. Диапазон температур хранения: от -55 до +125 °С. Диапазон рабочих температур окружающей среды: от 0 до +70 °С. Следует отметить, что параметр 7 для микросхемы TL494IN несколько шире: от -25 до +85 °С.

Çip tasarımı

TL494CN Kasasının terminallerinin Rusça açıklaması aşağıdaki şekilde gösterilmektedir.

Mikro devre, PDP tipi pimlere sahip 16 pimli bir plastik kutuya (bu, adının sonunda N harfiyle gösterilir) yerleştirilir.

Çipin görünümü

TL494CN: işlevsel diyagram

Dolayısıyla, bu mikro devrenin görevi, hem düzenlenmiş hem de düzenlenmemiş UPS'lerin içinde üretilen voltaj darbelerinin darbe genişliği modülasyonudur (PWM veya Darbe Genişliği Modülasyonlu (PWM)). Birinci tip güç kaynaklarında, darbe sürelerinin aralığı kural olarak mümkün olan maksimum değere ulaşır (araç ses amplifikatörlerine güç sağlamak için yaygın olarak kullanılan itme-çekme devrelerindeki her çıkış için ~% 48). TL494CN yongasında toplam 6 çıkış pini bulunur; bunlardan 4'ü (1, 2, 15, 16), UPS'i akım ve potansiyel aşırı yüklerden korumak için kullanılan dahili hata amplifikatörlerine giriştir. Pin #4, kare dalga çıkışının görev döngüsünü ayarlamak için 0 ila 3V sinyal girişidir ve #3, bir karşılaştırıcı çıkışıdır ve çeşitli şekillerde kullanılabilir. Diğer 4 tanesi (sayı 8, 9, 10, 11), izin verilen maksimum yük akımı 250 mA olan (uzun vadeli modda 200 mA'dan fazla olmayan) transistörlerin serbest toplayıcıları ve yayıcılarıdır. İzin verilen maksimum 500 mA akımla (sürekli modda 400 mA'dan fazla olmayan) güçlü alan etkili transistörleri (MOSFET transistörleri) kontrol etmek için çiftler halinde (9 ile 10 ve 8 ile 11) bağlanabilirler.

Mikro devrede yerleşik bir referans voltaj kaynağı (RES) +5 V (No. 14) bulunur. Genellikle 10 mA'dan fazla tüketmeyen devrelerin girişlerine, örneğin bir veya iki çevrimli çalışma modlarını seçmek için pin 13'e sağlanan bir referans voltajı olarak kullanılır (±%1 doğrulukla). mikro devre: üzerinde +5 V varsa, ikinci mod seçilir, üzerinde eksi besleme voltajı varsa - birincisi. Rampa voltaj üretecinin (RVG) frekansını ayarlamak için sırasıyla 5 ve 6 numaralı pinlere bağlı bir kapasitör ve direnç kullanılır. Ve elbette, mikro devre, artı ve eksi güç kaynağını (sırasıyla 12 ve 7 numaralı) 7 ila 42 V aralığında bağlamak için pinlere sahiptir. Diyagramdan, bir dizi başka dahili cihazın olduğu görülebilir. TL494CN'de. Aşağıda materyal sunulurken bunların işlevsel amaçlarına ilişkin Rusça bir açıklama verilecektir.

Giriş pini fonksiyonları

Tıpkı diğer elektronik cihazlar gibi. söz konusu mikro devrenin kendi giriş ve çıkışları vardır. İlkleriyle başlayacağız. Bu TL494CN pinlerinin bir listesi yukarıda zaten verilmiştir. Aşağıda ayrıntılı açıklamalarla birlikte işlevsel amaçlarına ilişkin Rusça bir açıklama verilecektir.
Sonuç 1
Bu, hata amplifikatörü 1'in pozitif (çevirmeyen) girişidir. Eğer voltajı pin 2'deki voltajdan düşükse, hata amplifikatörü 1'in çıkışı düşük olacaktır. Pim 2'dekinden daha yüksekse, hata amplifikatörü 1'in sinyali yüksek olacaktır. Amplifikatörün çıkışı esas olarak pin 2'yi referans olarak kullanarak pozitif girişi takip eder. Hata yükselticilerinin işlevleri aşağıda daha ayrıntılı olarak açıklanacaktır.
Sonuç 2
Bu, hata amplifikatörü 1'in negatif (tersine çeviren) girişidir. Bu pin, pin 1'den yüksekse, hata amplifikatörü 1'in çıkışı düşük olacaktır. Bu pin üzerindeki voltaj pin 1’deki voltajdan düşükse amplifikatör çıkışı yüksek olacaktır.
Sonuç 15
Tamamen #2 ile aynı şekilde çalışır. Genellikle ikinci hata amplifikatörü TL494CN'de kullanılmaz. Bu durumda bağlantı devresi, 14'e (referans voltajı +5 V) bağlanan pin 15'i içerir.
Sonuç 16
1 No'lu ile aynı şekilde çalışır. İkinci hata amplifikatörü kullanılmadığında genellikle 7 No'lu ortak noktaya bağlanır. Pim 15'in +5V'ye ve pim 16'nın ortak tarafa bağlanmasıyla, ikinci amplifikatörün çıkışı düşüktür ve bu nedenle çipin çalışması üzerinde hiçbir etkisi yoktur.
Sonuç 3
Bu pin ve her bir dahili TL494CN amplifikatörü, diyotlar aracılığıyla birbirine bağlanır. Bunlardan herhangi birinin çıkışındaki sinyal düşükten yükseğe doğru değişirse 3 numarada da yüksek seviyeye çıkar. Bu pindeki sinyal 3,3 V'u aştığında çıkış darbeleri kapatılır (sıfır görev döngüsü). Üzerindeki gerilim 0 V'a yakın olduğunda darbe süresi maksimumdur. 0 ila 3,3 V arasında, darbe genişliği %50 ila %0 arasındadır (PWM denetleyici çıkışlarının her biri için - çoğu cihazda 9 ve 10 numaralı pinlerde). Gerekirse pin 3 bir giriş sinyali olarak kullanılabilir veya darbe genişliğinin değişim hızına yönelik sönümleme sağlamak için kullanılabilir. Üzerindeki voltaj yüksekse (> ~3,5V), PWM kontrol cihazında UPS'i başlatmanın bir yolu yoktur (bundan darbe olmayacaktır).
Sonuç 4
Çıkış darbelerinin görev döngüsü aralığını kontrol eder (İngilizce Ölü Zaman Kontrolü). Üzerindeki voltaj 0 V'a yakınsa, mikro devre hem mümkün olan minimum hem de maksimum darbe genişliğini (diğer giriş sinyalleri tarafından belirlenir) üretebilecektir. Bu pime yaklaşık 1,5V'luk bir voltaj uygulanırsa, çıkış darbe genişliği maksimum genişliğinin %50'si (veya itme-çekme PWM denetleyici modu için ~%25 görev döngüsü) ile sınırlı olacaktır. Voltaj yüksekse (>~3,5V), TL494CN'de UPS'i başlatmanın bir yolu yoktur. Bağlantı devresi genellikle doğrudan toprağa bağlanan 4 numarayı içerir. Hatırlanması önemli! 3 ve 4 numaralı pinlerdeki sinyal ~3,3 V'nin altında olmalıdır. Peki örneğin +5 V'a yakınsa ne olur? TL494CN o zaman nasıl davranacak? Üzerindeki voltaj dönüştürücü devresi darbe üretmez, yani. UPS'ten çıkış voltajı olmayacaktır.
Sonuç 5
Zamanlama kondansatörü Ct'yi ikinci kontağı toprağa bağlı olacak şekilde bağlamaya yarar. Kapasitans değerleri tipik olarak 0,01 µF ile 0,1 µF arasındadır. Bu bileşenin değerindeki değişiklikler GPG frekansında ve PWM denetleyicisinin çıkış darbelerinde değişikliklere yol açar. Tipik olarak, çok düşük sıcaklık katsayısına sahip (sıcaklıkla kapasitede çok az değişiklik olan) yüksek kaliteli kapasitörler kullanılır.
Sonuç 6
Zamanlama direnci Rt'yi ikinci kontağı toprağa bağlı olacak şekilde bağlamak için. Rt ve Ct değerleri APG sıklığını belirler. f = 1,1: (Rt x Ct).
Sonuç 7
PWM denetleyicisindeki cihaz devresinin ortak kablosuna bağlanır.
Sonuç 12
VCC harfleriyle işaretlenmiştir. TL494CN güç kaynağının “artı” ucuna bağlanır. Bağlantı devresi genellikle güç kaynağı anahtarına bağlı 12 numarayı içerir. Birçok UPS, gücü (ve UPS'in kendisini) açıp kapatmak için bu pini kullanır. Üzerinde +12 V varsa ve 7 numara topraklanmışsa, GPN ve ION mikro devreleri çalışacaktır.
Sonuç 13
Bu çalışma modu girişidir. Yukarıda işleyişi anlatılmıştır.

Çıkış Pimi İşlevleri

Bunlar ayrıca TL494CN için de yukarıda listelenmiştir. Aşağıda ayrıntılı açıklamalarla birlikte işlevsel amaçlarına ilişkin Rusça bir açıklama verilecektir.
Sonuç 8
Bu çipin çıkış anahtarları olan 2 NPN transistörü vardır. Bu pin, genellikle sabit bir voltaj kaynağına (12 V) bağlanan transistör 1'in toplayıcısıdır. Ancak bazı cihazların devrelerinde çıkış olarak kullanılır ve üzerinde kare dalga görebilirsiniz (No. 11'deki gibi).
Sonuç 9
Bu, transistör 1'in vericisidir. UPS güç transistörünü (çoğu durumda FET) bir itme-çekme devresinde doğrudan veya bir ara transistör aracılığıyla çalıştırır.
Sonuç 10
Bu, transistör 2'nin vericisidir. Tek çevrim modunda, üzerindeki sinyal No. 9'daki ile aynıdır. İtme-çekme modunda, 9 ve 10 numaralı sinyaller antifazdır, yani sinyal seviyesi olduğunda birinde yüksek, diğerinde düşük ve bunun tersi de geçerlidir. Çoğu cihazda, söz konusu mikro devrenin çıkış transistör anahtarlarının yayıcılarından gelen sinyaller, 9 ve 10 numaralı pinlerdeki voltaj yüksek olduğunda (~ 3,5 V'nin üzerinde, ancak herhangi bir şekilde No. 3 ve 4'teki 3,3 V seviyesiyle ilgilidir.
Sonuç 11
Bu, genellikle sabit bir voltaj kaynağına (+12 V) bağlanan transistör 2'nin toplayıcısıdır. Not: TL494CN tabanlı cihazlarda, ikinci seçenek daha yaygın olmasına rağmen, bağlantı devresi PWM kontrol cihazının çıkışı olarak transistör 1 ve 2'nin hem toplayıcılarını hem de vericilerini içerebilir. Bununla birlikte, tam olarak 8 ve 11 numaralı pinlerin çıkış olduğu seçenekler de vardır. Mikro devre ile alan etkili transistörler arasındaki devrede küçük bir transformatör bulursanız, çıkış sinyali büyük olasılıkla onlardan (kollektörlerden) alınır.
Sonuç 14
Bu, yukarıda da açıklanan ION çıkışıdır.

Çalışma prensibi

TL494CN çipi nasıl çalışır? Motorola, Inc.'in malzemelerine dayanarak nasıl çalıştığına dair bir açıklama vereceğiz. Darbe genişliği modülasyonu çıkışı, kapasitör Ct'den gelen pozitif rampa sinyalinin iki kontrol sinyalinden herhangi biriyle karşılaştırılmasıyla elde edilir. NOR mantık devreleri Q1 ve Q2 çıkış transistörlerini kontrol eder ve bunları yalnızca flip-flop'un saat girişindeki (C1) sinyal azaldığında açar (TL494CN işlevsel şemasına bakın). Dolayısıyla, tetikleyicinin C1 girişi mantıksal bir seviyedeyse, çıkış transistörleri her iki çalışma modunda da kapatılır: tek çevrim ve itme-çekme. Bu girişte bir saat sinyali varsa, itme-çekme modunda, saat darbesinin kesilmesi tetiğe ulaştığında transistör anahtarları birer birer açılır. Tek uçlu modda, flip-flop kullanılmaz ve her iki çıkış anahtarı da senkronize olarak açılır. Bu açık durum (her iki modda da) yalnızca GPG periyodunun testere dişi voltajının kontrol sinyallerinden büyük olduğu kısmında mümkündür. Böylece, kontrol sinyalinin değerindeki bir artış veya azalma, mikro devrenin çıkışlarındaki voltaj darbelerinin genişliğinde karşılık gelen doğrusal bir artışa veya azalmaya neden olur. Pim 4'ten gelen voltaj (ölü zaman kontrolü), hata amplifikatörlerinin girişleri veya pim 3'ten gelen geri besleme sinyali girişi, kontrol sinyalleri olarak kullanılabilir.

MAKALE, A. V. GOLOVKOV ve V. B LYUBITSKY'NİN “IBM PC-XT/AT TİPİ SİSTEM MODÜLLERİ İÇİN GÜÇ KAYNAĞI” YAYINCILIK “LAD&N” Moskova 1995'in internetten elektronik biçimde indirilen KİTAPLARINA DAYANARAK HAZIRLANMIŞTIR.

KONTROL ENTEGRE TL494

Modern UPS'lerde, dönüştürücünün güç transistörlerini değiştirmek için kontrol voltajını üretmek amacıyla genellikle özel entegre devreler (IC'ler) kullanılır.
Bir UPS'nin PWM modunda normal çalışmasını sağlamak için ideal bir kontrol entegresi aşağıdaki koşulların çoğunu karşılamalıdır:
çalışma voltajı 40V'tan yüksek değil;
oldukça kararlı, termal olarak stabilize edilmiş bir referans voltaj kaynağının varlığı;
testere dişi voltaj jeneratörünün varlığı
programlanabilir bir yumuşak başlatmayı harici bir sinyalle senkronize etme yeteneğinin sağlanması;
yüksek ortak mod voltajına sahip bir uyumsuzluk sinyal amplifikatörünün varlığı;
bir PWM karşılaştırıcısının varlığı;
darbe kontrollü bir tetikleyicinin varlığı;
kısa devre korumalı iki kanallı bir terminal öncesi kademenin varlığı;
çift ​​darbe bastırma mantığının varlığı;
çıkış voltajlarının simetrisini düzeltmek için araçların mevcudiyeti;
geniş bir ortak mod voltaj aralığında akım sınırlamasının varlığı ve ayrıca acil durum modunda kapatma ile her dönemde akım sınırlaması;
doğrudan iletimle otomatik kontrolün kullanılabilirliği;
besleme voltajı düştüğünde kapatmanın sağlanması;
aşırı gerilim koruması sağlamak;
TTL/CMOS mantığıyla uyumluluğun sağlanması;
uzaktan açma ve kapatma olanağı sağlar.

Şekil 11. TL494 kontrol yongası ve pin çıkışı.

Çoğu durumda, söz konusu UPS sınıfı için kontrol devresi olarak TEXAS INSTRUMENT (ABD) tarafından üretilen TL494CN tipi bir mikro devre kullanılır (Şekil 11). Yukarıda listelenen işlevlerin çoğunu yerine getirir ve birçok yabancı şirket tarafından farklı isimler altında üretilir. Örneğin, SHARP şirketi (Japonya) IR3M02 mikro devresini, FAIRCHILD şirketi (ABD) - UA494, SAMSUNG şirketi (Kore) - KA7500, FUJITSU şirketi (Japonya) - MB3759 vb. üretiyor. Tüm bu mikro devreler, yerli KR1114EU4 mikro devresinin tam analoglarıdır. Bu kontrol çipinin tasarımını ve çalışmasını ayrıntılı olarak ele alalım. UPS'in güç kısmını kontrol etmek için özel olarak tasarlanmıştır ve şunları içerir (Şek. 12):

Şekil 12. TL494 entegresinin fonksiyonel şeması

Rampa voltajı jeneratörü DA6; GPG frekansı, 5. ve 6. pinlere bağlı direnç ve kapasitörün değerlerine göre belirlenir ve söz konusu güç kaynağı sınıfında yaklaşık 60 kHz olarak seçilir;
harici çıkışlı (pin 14) stabilize referans voltaj kaynağı DA5 (Uref=+5,OB);
ölü bölge karşılaştırıcısı DA1;
karşılaştırıcı PWM DA2;
voltaj hatası amplifikatörü DA3;
DA4 akım limit sinyali için hata amplifikatörü;
açık kolektörlere ve yayıcılara sahip iki çıkış transistörü VT1 ve VT2;
2 - DD2 ile frekans bölme modunda dinamik itme-çekme D tetikleyicisi;
yardımcı mantık elemanları DD1 (2-OR), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
0,1BDA7 derecesine sahip sabit voltaj kaynağı;
Nominal değeri 0,7 mA DA8 olan DC kaynağı.
Kontrol devresi başlayacaktır, yani. Seviyesi +7 ila +40 V aralığında olan pim 12'ye herhangi bir besleme voltajı uygulanırsa, pim 8 ve 11'de darbe dizileri görünecektir. TL494 IC'de bulunan tüm işlevsel birimler seti bölünebilir dijital ve analog kısma (dijital ve analog sinyal yolları) ayrılır. Analog kısım, DA3, DA4 hata amplifikatörlerini, DA1, DA2 karşılaştırıcılarını, testere dişi voltaj üretecini DA6 ve ayrıca DA5, DA7, DA8 yardımcı kaynaklarını içerir. Çıkış transistörleri dahil diğer tüm elemanlar dijital kısmı (dijital yol) oluşturur.

Şekil 13. TL494 IC'nin nominal modda çalışması: U3, U4, U5 - 3, 4, 5 pinlerindeki voltajlar.

Öncelikle dijital yolun işleyişini ele alalım. Mikro devrenin çalışmasını açıklayan zamanlama diyagramları Şekil 2'de gösterilmektedir. 13. Zamanlama diyagramlarından, mikro devrenin çıkış kontrol darbelerinin ortaya çıkma anlarının yanı sıra sürelerinin (diyagram 12 ve 13) DD1 mantıksal elemanının (diyagram 5) çıkışının durumu tarafından belirlendiği açıktır. ). "Mantığın" geri kalanı yalnızca DD1'in çıkış darbelerini iki kanala bölmenin yardımcı işlevini yerine getirir. Bu durumda, mikro devrenin çıkış darbelerinin süresi, çıkış transistörleri VT1, VT2'nin açık durumunun süresi ile belirlenir. Bu transistörlerin her ikisinin de açık kolektörleri ve emitörleri olduğundan iki şekilde bağlanabilirler. Ortak bir yayıcıya sahip bir devreye göre açıldığında, çıkış darbeleri transistörlerin harici toplayıcı yüklerinden (mikro devrenin 8 ve 11 numaralı pinlerinden) çıkarılır ve darbelerin kendileri pozitif seviyeden (öndeki) aşağıya doğru yönlendirilir. darbelerin kenarları negatiftir). Bu durumda transistörlerin yayıcıları (mikro devrenin 9 ve 10 numaralı pimleri) genellikle topraklanır. Ortak bir toplayıcıya sahip bir devreye göre açıldığında, transistörlerin yayıcılarına harici yükler bağlanır ve bu durumda dalgalanmalarla yönlendirilen çıkış darbeleri (darbelerin ön kenarları pozitiftir) yayıcılardan çıkarılır. transistörler VT1, VT2. Bu transistörlerin toplayıcıları kontrol çipinin (Upom) güç veriyoluna bağlanır.
TL494 mikro devresinin dijital kısmının bir parçası olan geri kalan fonksiyonel birimlerin çıkış darbeleri, mikro devrenin devre şemasından bağımsız olarak yukarı doğru yönlendirilir.
DD2 tetikleyicisi bir itme-çekme dinamik D flip-flopudur. Çalışma prensibi aşağıdaki gibidir. DD1 elemanının çıkış darbesinin ön (pozitif) kenarında, flip-flop DD2'nin D girişinin durumu dahili kayda yazılır. Fiziksel olarak bu, DD2'de bulunan iki flip-flop'tan ilkinin anahtarlandığı anlamına gelir. DD1 elemanının çıkışındaki darbe bittiğinde, DD2 içindeki ikinci flip-flop bu darbenin düşen (negatif) kenarı boyunca anahtarlanır ve DD2 çıkışlarının durumu değişir (D girişinden okunan bilgi Q çıkışında görünür) . Bu, bir periyotta iki kez VT1, VT2 transistörlerinin her birinin tabanında kilit açma darbesinin görünme olasılığını ortadan kaldırır. Aslında, DD2 tetikleyicisinin C girişindeki darbe seviyesi değişmediği sürece, çıkışlarının durumu değişmeyecektir. Bu nedenle darbe, mikro devrenin çıkışına kanallardan biri, örneğin üstteki (DD3, DD5, VT1) aracılığıyla iletilir. C girişindeki darbe sona erdiğinde, DD2 tetikleyicisi anahtarlanır, üst kanalı kilitler ve alt kanalın kilidini açar (DD4, DD6, VT2). Bu nedenle, C girişine ve DD5, DD6 girişlerine gelen bir sonraki darbe, alt kanal üzerinden mikro devrenin çıkışına iletilecektir. Böylece, DD1 elemanının çıkış darbelerinin her biri, negatif kenarıyla birlikte, DD2 tetikleyicisini değiştirir ve böylece bir sonraki darbenin geçiş kanalını değiştirir. Bu nedenle, kontrol mikro devresinin referans malzemesi, mikro devrenin mimarisinin çift darbe bastırma sağladığını gösterir; periyot başına aynı transistöre dayalı iki kilit açma darbesinin görünümünü ortadan kaldırır.
Mikro devrenin dijital yolunun bir çalışma periyodunu ayrıntılı olarak ele alalım.
Üst (VT1) veya alt (VT2) kanalın çıkış transistörüne bağlı olarak kilit açma darbesinin görünümü, DD5, DD6 (“2OR-NOT”) elemanlarının çalışma mantığı ve DD3 elemanlarının durumu ile belirlenir, DD4 (“2AND”), bu da DD2 tetikleyicisinin durumuna göre belirlenir.
2-OR-NOT elemanının çalışma mantığı bilindiği üzere böyle bir elemanın çıkışında düşük gerilim seviyelerinin (mantıksal 0) mevcut olduğu tek durumda yüksek seviyeli bir gerilimin (mantıksal 1) ortaya çıkmasıdır. her iki girişi de. Giriş sinyallerinin diğer olası kombinasyonları için, 2. elemanın OR-NOT çıkışı düşük bir voltaj seviyesine (mantıksal 0) sahiptir. Bu nedenle, DD2 tetikleyicisinin Q çıkışında mantıksal 1 varsa (Şekil 13'teki diyagram 5'in ti momenti) ve /Q çıkışında mantıksal 0 varsa, o zaman DD3 elemanının her iki girişinde de (2I) ) mantıksal 1 olacaktır ve bu nedenle DD3 çıkışında ve dolayısıyla üst kanalın DD5 öğesinin (2OR-NOT) girişlerinden birinde mantıksal 1 görünecektir. Bu nedenle, DD1 elemanının çıkışından bu elemanın ikinci girişine gelen sinyalin seviyesi ne olursa olsun, DD5 çıkışının durumu mantıksal O olacak ve transistör VT1 kapalı durumda kalacaktır. DD4 öğesinin çıkış durumu mantıksal 0 olacaktır çünkü DD4'ün girişlerinden birinde, flip-flop DD2'nin /Q çıkışından gelen mantıksal 0 mevcuttur. DD4 elemanının çıkışından gelen mantıksal 0, DD6 elemanının girişlerinden birine beslenir ve alt kanaldan bir darbenin geçmesini mümkün kılar. Bu pozitif polarite darbesi (mantıksal 1), DD6 çıkışında ve dolayısıyla DD1 elemanının çıkış darbeleri arasındaki duraklama sırasında (yani DD1 çıkışında mantıksal 0 olduğunda) VT2 tabanında görünecektir. - diyagram 5'teki trt2 aralığı, Şekil 13). Bu nedenle, transistör VT2 açılır ve toplayıcısında onu pozitif seviyeden aşağı doğru fırlatan bir darbe belirir (ortak bir yayıcıya sahip bir devreye göre bağlanmışsa).
DD1 elemanının bir sonraki çıkış darbesinin başlangıcı (Şekil 13'teki diyagram 5'in t2 anı), çıkışında DD6 elemanı hariç, mikro devrenin dijital yolunun elemanlarının durumunu değiştirmeyecektir. mantıksal 0 görünecek ve bu nedenle transistör VT2 kapanacaktır. DD1 çıkış darbesinin (ta momenti) tamamlanması, DD2 tetikleyicisinin çıkışlarının durumunda tersine bir değişikliğe neden olacaktır (Q çıkışında mantıksal 0, /Q çıkışında mantıksal 1). Bu nedenle, DD3, DD4 elemanlarının çıkışlarının durumu değişecektir (DD3 çıkışında - mantıksal 0, DD4 çıkışında - mantıksal 1). DD1 elemanının çıkışında!3 anında başlayan duraklama, üst kanalın transistör VT1'inin açılmasını mümkün kılacaktır. DD3 elemanının çıkışındaki mantıksal 0, bu olasılığı "doğrulayacak" ve onu, transistör VT1'e dayalı bir kilit açma darbesinin gerçek görünümüne dönüştürecektir. Bu darbe U anına kadar sürer, sonrasında VT1 kapanır ve işlemler tekrarlanır.
Bu nedenle, mikro devrenin dijital yolunun çalışmasının ana fikri, 8 ve 11 numaralı pinlerdeki (veya 9 ve 10 numaralı pinlerdeki) çıkış darbesinin süresinin, çıkış darbesi arasındaki duraklamanın süresine göre belirlenmesidir. DD1 elemanının çıkış darbeleri. DD3, DD4 elemanları, düşük seviyeli bir sinyal kullanarak bir darbenin geçişi için kanalı belirler; görünümü, aynı DD1 elemanı tarafından kontrol edilen DD2 tetikleyicisinin Q ve /Q çıkışlarında değişir. DD5, DD6 elemanları düşük seviyeli eşleştirme devreleridir.
Mikro devrenin işlevselliğinin açıklamasını tamamlamak için bir önemli özelliğe daha dikkat edilmelidir. Şekildeki fonksiyonel şemadan görülebileceği gibi, DD3, DD4 elemanlarının girişleri birleştirilir ve mikro devrenin 13 numaralı pimine gönderilir. Bu nedenle, pin 13'e mantıksal 1 uygulanırsa, DD3, DD4 elemanları, DD2 tetikleyicisinin Q ve /Q çıkışlarından gelen bilgilerin tekrarlayıcıları olarak çalışacaktır. Bu durumda, DD5, DD6 elemanları ve VT1, VT2 transistörleri yarım periyotluk bir faz kaymasıyla geçiş yapacak ve UPS'in bir itme-çekme yarım köprü devresine göre inşa edilen güç kısmının çalışmasını sağlayacaktır. Pim 13'e mantıksal 0 uygulanırsa, DD3, DD4 elemanları bloke edilecektir, yani. bu elemanların çıkışlarının durumu değişmeyecektir (sabit mantıksal 0). Dolayısıyla DD1 elemanının çıkış darbeleri DD5, DD6 elemanlarını da aynı şekilde etkileyecektir. DD5, DD6 elemanları ve dolayısıyla çıkış transistörleri VT1, VT2, faz kayması olmadan (aynı anda) geçiş yapacaktır. Kontrol mikro devresinin bu çalışma modu, UPS'in güç kısmının tek çevrimli bir devreye göre yapılması durumunda kullanılır. Bu durumda, mikro devrenin her iki çıkış transistörünün toplayıcıları ve yayıcıları, gücü artırmak amacıyla birleştirilir.
Çıkış voltajı, itme-çekme devrelerinde “sert” mantıksal birim olarak kullanılır
Uref çipinin dahili kaynağı (çipin 13 numaralı pimi 14 numaralı pim ile birleştirilir).
Şimdi mikro devrenin analog devresinin çalışmasına bakalım.
DD1 çıkışının durumu, DD1 girişlerinden birine sağlanan PWM karşılaştırıcı DA2'nin (şema 4) çıkış sinyali ile belirlenir. DD1'in ikinci girişine sağlanan karşılaştırıcı DA1'in (Şema 2) çıkış sinyali, normal çalışmadaki PWM karşılaştırıcı DA2'nin daha geniş çıkış darbeleri tarafından belirlenen DD1 çıkışının durumunu etkilemez.
Ek olarak, Şekil 13'teki diyagramlardan, PWM karşılaştırıcısının evirmeyen girişindeki voltaj seviyesi değiştiğinde (diyagram 3), mikro devrenin çıkış darbelerinin genişliğinin (diyagram 12, 13) olacağı açıktır. orantılı olarak değişir. Normal çalışmada, PWM karşılaştırıcısı DA2'nin evirmeyen girişindeki voltaj seviyesi, yalnızca hata amplifikatörü DA3'ün çıkış voltajı ile belirlenir (çünkü DA4 amplifikatörünün çıkış voltajını aşıyor), bu seviyeye bağlıdır. ters çevirmeyen girişinde geri bildirim sinyali (mikro devrenin pimi 1). Bu nedenle, mikro devrenin pin 1'ine bir geri besleme sinyali uygulandığında, çıkış kontrol darbelerinin genişliği, bu geri besleme sinyalinin seviyesindeki değişiklikle orantılı olarak değişecek ve bu da seviyedeki değişikliklerle orantılı olarak değişecektir. UPS çıkış voltajının, çünkü Geri bildirim oradan geliyor.
Hem çıkış transistörleri VT1 hem de VT2 kapalıyken, mikro devrenin 8 ve 11 numaralı pinlerindeki çıkış darbeleri arasındaki zaman aralıklarına “ölü bölgeler” denir.
Karşılaştırıcı DA1'e "ölü bölge" karşılaştırıcısı denir çünkü mümkün olan minimum süresini belirler. Bunu daha ayrıntılı olarak açıklayalım.
Şekil 13'teki zamanlama diyagramlarından, PWM karşılaştırıcısı DA2'nin çıkış darbelerinin genişliği herhangi bir nedenle azalırsa, bu darbelerin belirli bir genişliğinden başlayarak, DA1 karşılaştırıcısının çıkış darbelerinin daha geniş olacağı anlaşılmaktadır. PWM karşılaştırıcısı DA2'nin çıkış darbeleri ve DD1 mantıksal elemanının çıkış durumunu belirlemeye başlar ve dolayısıyla. mikro devrenin çıkış darbelerinin genişliği. Başka bir deyişle, karşılaştırıcı DA1, mikro devrenin çıkış darbelerinin genişliğini belirli bir maksimum seviyede sınırlar. Sınırlama seviyesi, karşılaştırıcı DA1'in (mikro devrenin pimi 4) ters çevrilmeyen girişindeki sabit durumdaki potansiyel tarafından belirlenir. Ancak diğer yandan pim 4'teki potansiyel, mikro devrenin çıkış darbelerinin genişlik ayar aralığını belirleyecektir. Pim 4'teki potansiyel arttıkça bu aralık daralır. En geniş ayar aralığı pin 4'teki potansiyel 0 olduğunda elde edilir.
Ancak bu durumda “ölü bölge” genişliğinin 0'a eşit olabilmesi (örneğin, UPS'ten tüketilen akımın önemli ölçüde artması durumunda) ile ilgili bir tehlike vardır. Bu, mikro devrenin 8 ve 11 numaralı pinlerindeki kontrol darbelerinin doğrudan birbirini takip edeceği anlamına gelir. Bu nedenle “raf arızası” olarak bilinen bir durum ortaya çıkabilir. Bu, invertörün anında açılıp kapanamayan güç transistörlerinin ataleti ile açıklanmaktadır. Bu nedenle, daha önce açılmış bir transistörün tabanına bir kilitleme sinyali ve kapalı bir transistörün tabanına (yani sıfır "ölü bölge" ile) bir kilit açma sinyalini aynı anda uygularsanız, o zaman bir transistörün olduğu bir durum elde edersiniz. henüz kapanmadı, diğeri zaten açık. Daha sonra yarım köprünün transistör standı boyunca, her iki transistörden geçen akımın akışından oluşan bir arıza meydana gelir. Bu akım, Şekil 2'deki şemadan görülebileceği gibi. Şekil 5, güç transformatörünün birincil sargısını atlar ve pratik olarak sınırsızdır. Bu durumda akım koruması çalışmaz çünkü akım sensöründen akım geçmez (şemada gösterilmemiştir; kullanılan akım sensörlerinin tasarımı ve çalışma prensibi sonraki bölümlerde ayrıntılı olarak tartışılacaktır), bu, bu sensörün kontrol devresine sinyal gönderemeyeceği anlamına gelir. Bu nedenle geçiş akımı çok kısa sürede çok büyük bir değere ulaşır. Bu, her iki güç transistöründe salınan güçte keskin bir artışa ve neredeyse anında arızaya (genellikle arıza) yol açar. Ayrıca, güç doğrultucu köprüsünün diyotları, bir geçiş akımı nedeniyle hasar görebilir. Bu süreç, ataletinden dolayı devre elemanlarını korumak için zamanı olmayan, ancak yalnızca birincil ağı aşırı yükten koruyan ağ sigortasının atmasıyla sona erer.
Bu nedenle kontrol gerilimi; Güç transistörlerinin tabanlarına sağlanan transistörlerin, önce bu transistörlerden biri güvenilir bir şekilde kapatılacak ve ancak o zaman diğeri açılacak şekilde oluşturulması gerekir. Başka bir deyişle, güç transistörlerinin tabanlarına sağlanan kontrol darbeleri arasında sıfıra eşit olmayan bir zaman kayması (“ölü bölge”) olmalıdır. İzin verilen minimum "ölü bölge" süresi, güç anahtarları olarak kullanılan transistörlerin ataleti tarafından belirlenir.
Mikro devrenin mimarisi, mikro devrenin 4 numaralı pimindeki potansiyeli kullanarak "ölü bölgenin" minimum süresini ayarlamanıza olanak tanır. Bu potansiyel, Uref mikro devresinin dahili referans kaynağının çıkış voltajı veriyoluna bağlı harici bir bölücü kullanılarak ayarlanır.
Bazı UPS versiyonlarında böyle bir bölücü yoktur. Bu, yumuşak başlatma işlemi tamamlandıktan sonra (aşağıya bakın), mikro devrenin 4 numaralı pimindeki potansiyelin 0'a eşit olacağı anlamına gelir. Bu durumlarda, "ölü bölgenin" mümkün olan minimum süresi yine de 0'a eşit olmayacaktır, ancak karşılaştırıcı DA1'in ters çevrilmeyen girişine pozitif kutbuyla ve mikro devrenin pin 4'üne negatif kutbuyla bağlanan dahili voltaj kaynağı DA7 (0, 1B) tarafından belirlenecektir. Böylece, bu kaynağın dahil edilmesi sayesinde, DA1 karşılaştırıcısının çıkış darbesinin genişliği ve dolayısıyla "ölü bölgenin" genişliği hiçbir durumda 0'a eşit olamaz, bu da "raf boyunca arıza" anlamına gelir. temelde imkansız olacaktır. Başka bir deyişle, mikro devrenin mimarisi, çıkış darbesinin maksimum süresi ("ölü bölgenin" minimum süresi) üzerinde bir sınırlama içerir. Mikro devrenin 4 numaralı pimine bağlı bir bölücü varsa, yumuşak başlangıçtan sonra bu pimin potansiyeli 0'a eşit değildir, bu nedenle karşılaştırıcı DA1'in çıkış darbelerinin genişliği yalnızca DA7 dahili kaynağı tarafından belirlenmez, ama aynı zamanda pim 4'teki artık (yumuşak başlatma işleminin tamamlanmasından sonra) potansiyel nedeniyle. Bununla birlikte, aynı zamanda, yukarıda belirtildiği gibi, PWM karşılaştırıcısı DA2'nin genişlik ayarının dinamik aralığı daralır.

BAŞLANGIÇ ŞEMASI

Başlatma devresi, IVP'yi besleme ağına açtıktan sonra başlatmak için kontrol mikro devresine güç vermek için kullanılabilecek voltajı elde etmek üzere tasarlanmıştır. Bu nedenle, başlatma, önce kontrol mikro devresinin başlatılması anlamına gelir; bu olmadan, güç bölümünün ve tüm UPS devresinin bir bütün olarak normal çalışması imkansızdır.
Başlatma devresi iki farklı şekilde yapılabilir:
kendini uyarma ile;
Zorla uyarılma ile.
Örneğin GT-150W UPS'de kendiliğinden uyarılan bir devre kullanılır (Şekil 14). Düzeltilmiş ağ voltajı Uep, her iki güç anahtarı transistörü Q1, Q2 için temel olan dirençli bölücü R5, R3, R6, R4'e beslenir. Bu nedenle, transistörler aracılığıyla, C5, C6 (Uep) kapasitörleri üzerindeki toplam voltajın etkisi altında, (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 devresinden bir baz akımı akmaya başlar. -e Q2 - birincil tarafın “ortak kablosu” - (-)C6.
Her iki transistör de bu akım tarafından hafifçe açılır. Sonuç olarak, devreler boyunca her iki transistörün toplayıcı-yayıcı bölümlerinden karşılıklı zıt yönlerdeki akımlar akmaya başlar:
Q1'den: (+)C5 - +310 V bara - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
Q2'den: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - birincil tarafın "ortak kablosu" - (-)C6.

Şekil 14. GT-150W UPS'nin kendinden heyecanlı başlatma diyagramı.

Ek (başlangıç) dönüşlerden 5-6 T1 zıt yönlerde akan her iki akım da eşit olsaydı, ortaya çıkan akım 0 olur ve devre başlatılamaz.
Bununla birlikte, Q1, Q2 transistörlerinin mevcut yükseltme faktörlerinin teknolojik yayılması nedeniyle, bu akımlardan biri her zaman diğerinden daha büyüktür, çünkü transistörler değişen derecelerde biraz açıktır. Bu nedenle, 5-6 T1 dönüşlerinden elde edilen akım 0'a eşit değildir ve şu ya da bu yöne sahiptir. Q1 transistöründen geçen akımın baskın olduğunu (yani Q1'in Q2'den daha açık olduğunu) ve dolayısıyla akımın T1'in pin 5'inden pin 6'sına doğru aktığını varsayalım. Daha fazla akıl yürütme bu varsayıma dayanmaktadır.
Bununla birlikte, adil olmak gerekirse, transistör Q2'den geçen akımın da baskın olabileceği ve bu durumda aşağıda açıklanan tüm süreçlerin transistör Q2 ile ilgili olacağı belirtilmelidir.
Akımın T1'in 5-6 dönüşlerinden akışı, kontrol transformatörü T1'in tüm sargılarında karşılıklı endüksiyon EMF'sinin ortaya çıkmasına neden olur. Bu durumda, pin 5'e göre pin 4'te (+) EMF oluşur ve bu EMF'nin etkisi altında Q1 tabanına ek bir akım akar ve onu devre boyunca hafifçe açar: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3Ç1 - 5Ç1.
Aynı zamanda, pin 8'e göre T1'in pin 7'sinde (-) EMF belirir, yani. bu EMF'nin polaritesi ikinci çeyrekte bloke oluyor ve kapanıyor. Daha sonra olumlu geri bildirim (POF) devreye giriyor. Bunun etkisi, Q1 kollektör-yayıcı bölümü boyunca akım arttıkça ve 5-6 T1'e döndükçe, artan bir EMF'nin 4-5 T1 sargısına etki etmesidir, bu da Q1 için ek bir temel akım oluşturarak onu daha da büyük ölçüde açar. . Bu süreç çığ gibi (çok hızlı) gelişerek Q1'in tamamen açılmasına ve Q2'nin kilitlenmesine yol açar. Açık Q1 ve güç darbe transformatörünün T2 birincil sargısı 1-2 boyunca doğrusal olarak artan bir akım akmaya başlar, bu da T2'nin tüm sargılarında bir EMF karşılıklı indüksiyon darbesinin ortaya çıkmasına neden olur. 7-5 T2 sargısından gelen bir darbe C22 depolama kapasitesini şarj eder. TL494 tipi kontrol çipi IC1'in pin 12'sine ve eşleştirme aşamasına besleme olarak sağlanan C22'de bir voltaj belirir. Mikro devre başlar ve 11, 8 numaralı pinlerinde dikdörtgen darbe dizileri üretir; bununla Q1, Q2 güç anahtarları eşleştirme aşamasından (Q3, Q4, T1) geçmeye başlar. Nominal seviyedeki darbe EMF'si, güç transformatörü T2'nin tüm sargılarında görünür. Bu durumda, 3-5 ve 7-5 sargılarından gelen EMF, üzerinde sabit bir voltaj seviyesini (yaklaşık +27V) koruyarak sürekli olarak C22'yi besler. Başka bir deyişle, mikro devre, geri bildirim halkası (kendi kendini besleme) aracılığıyla kendi kendine güç sağlamaya başlar. Ünite çalışma moduna girer. Mikro devrenin ve eşleştirme aşamasının besleme voltajı yardımcıdır, yalnızca bloğun içinde etki eder ve genellikle Upom olarak adlandırılır.
Bu devrenin, Mazovia SM1914 bilgisayarı için LPS-02-150XT anahtarlamalı güç kaynağında (Tayvan'da üretilmiştir) olduğu gibi bazı farklılıkları olabilir (Şekil 15). Bu devrede, başlatma sürecinin geliştirilmesi için ilk itici güç, ağın ilk pozitif yarı döngüsündeki güç anahtarları için temel dirençli bölücüye güç veren ayrı bir yarım dalga doğrultucu D1, C7 kullanılarak elde edilir. Bu başlatma işlemini hızlandırır, çünkü... tuşlardan birinin ilk kilidinin açılması, yüksek kapasiteli yumuşatma kapasitörlerinin şarj edilmesine paralel olarak gerçekleşir. Aksi takdirde şema yukarıda tartışılana benzer şekilde çalışır.

Şekil 15. LPS-02-150XT anahtarlamalı güç kaynağındaki kendinden uyarmalı başlatma devresi

Bu şema, örneğin LING YIN GROUP'un (Tayvan) PS-200B UPS'sinde kullanılır.
Özel başlatma transformatörünün T1 primer sargısı, şebeke voltajının yarısında (220V nominal değerde) veya tam voltajda (110V nominal değerde) açılır. Bu, ikincil sargı T1 üzerindeki alternatif voltajın genliğinin, besleme ağının derecesine bağlı olmaması için yapılır. UPS açıldığında, birincil sargı T1'den alternatif akım akar. Bu nedenle, sekonder sargı 3-4 T1'de, besleme ağının frekansına sahip alternatif bir sinüzoidal EMF indüklenir. Bu EMF'nin etkisi altında akan akım, D3-D6 diyotları üzerindeki özel bir köprü devresi ile düzeltilir ve C26 kondansatörü tarafından yumuşatılır. TL494 tipi kontrol mikro devresi U1'in pin 12'sine ve eşleştirme aşamasına besleme olarak sağlanan C26'da yaklaşık 10-11V'luk sabit bir voltaj serbest bırakılır. Bu işleme paralel olarak kenar yumuşatma filtresinin kapasitörleri şarj edilir. Bu nedenle mikro devreye güç verildiğinde güç aşamasına da enerji verilir. Mikro devre çalışmaya başlar ve 8, 11 numaralı pinlerinde dikdörtgen darbe dizileri üretmeye başlar; bununla güç anahtarları eşleştirme aşamasından geçmeye başlar. Bunun sonucunda bloğun çıkış gerilimleri ortaya çıkar. Kendi kendine besleme moduna girdikten sonra, mikro devre, dekuplaj diyotu D8 aracılığıyla +12V çıkış voltajı veriyolundan beslenir. Bu kendi kendini besleyen voltaj, D3-D5 doğrultucunun çıkış voltajından biraz daha yüksek olduğundan, bu başlangıç ​​​​doğrultucusunun diyotları kilitlenir ve daha sonra devrenin çalışmasını etkilemez.
D8 diyotu aracılığıyla geri bildirim ihtiyacı isteğe bağlıdır. Zorunlu uyarı kullanan bazı UPS devrelerinde böyle bir bağlantı yoktur. Kontrol mikro devresi ve eşleştirme aşaması, tüm çalışma süresi boyunca başlangıç ​​​​redresörünün çıkışından güç alır. Bununla birlikte, bu durumda Upom veriyolundaki dalgalanma seviyesi, mikro devrenin +12V çıkış voltajı veriyolundan çalıştırılması durumunda olduğundan biraz daha yüksektir.
Fırlatma planlarının tanımını özetlemek için, yapılarının temel özelliklerini not edebiliriz. Kendiliğinden uyarılan bir devrede, güç transistörleri başlangıçta anahtarlanır ve bu da Upom çipi için bir besleme voltajının ortaya çıkmasına neden olur. Zorla uyarmalı bir devrede ilk önce Upom elde edilir ve bunun sonucunda güç transistörleri açılır. Ayrıca kendinden ikazlı devrelerde Upom voltajı genellikle +26V civarında, zorlanmış devrelerde ise +12V civarındadır.
Zorla uyarılmış bir devre (ayrı bir transformatörle) Şekil 16'da gösterilmektedir.

Şekil 16. PS-200B anahtarlamalı güç kaynağının (LING YIN GRUBU) zorla uyarılmasıyla başlatma devresi.

EŞLEŞEN KADEMELİ

Yüksek güçlü çıkış aşamasını düşük güçlü kontrol devrelerinden eşleştirmek ve ayırmak için bir eşleştirme aşaması kullanılır.
Çeşitli UPS'lerde eşleşen bir kademe oluşturmaya yönelik pratik şemalar iki ana seçeneğe ayrılabilir:
harici ayrık transistörlerin anahtar olarak kullanıldığı transistör versiyonu;
kontrol çipinin çıkış transistörlerinin VT1, VT2'nin (entegre versiyonda) anahtar olarak kullanıldığı transistörsüz versiyon.
Ek olarak, eşleşen aşamaların sınıflandırılabileceği bir diğer özellik, yarım köprü invertörün güç transistörlerinin kontrol edilmesi yöntemidir. Bu özelliğe dayanarak, eşleşen tüm basamaklar şu şekilde ayrılabilir:
her iki güç transistörünün bir birincil ve iki ikincil sargıya sahip bir ortak kontrol transformatörü kullanılarak kontrol edildiği ortak kontrollü basamaklar;
güç transistörlerinin her birinin ayrı bir transformatör kullanılarak kontrol edildiği ayrı kontrollü basamaklar, yani. Eşleştirme aşamasında iki adet kontrol transformatörü bulunmaktadır.
Her iki sınıflandırmaya göre eşleştirme kademesi dört yoldan biriyle gerçekleştirilebilir:
genel kontrollü transistör;
ayrı kontrollü transistör;
genel kontrollü transistörsüz;
ayrı kontrol ile transistörsüz.
Ayrı kontrollü transistör kademeleri nadiren kullanılır veya hiç kullanılmaz. Yazarların eşleşen kademenin böyle bir düzenlemesiyle karşılaşma fırsatı olmadı. Diğer üç seçenek az çok yaygındır.
Tüm varyantlarda güç katıyla iletişim, bir transformatör yöntemi kullanılarak gerçekleştirilir.
Bu durumda transformatör iki ana işlevi yerine getirir: kontrol sinyalinin akım açısından yükseltilmesi (gerilimdeki azalma nedeniyle) ve galvanik izolasyon. Galvanik izolasyon gereklidir çünkü kontrol çipi ve eşleştirme aşaması UPS'in ikincil tarafında, güç aşaması ise UPS'in birincil tarafındadır.
Bahsedilen eşleşen basamak seçeneklerinin her birinin çalışmasını belirli örnekler kullanarak ele alalım.
Ortak kontrollü bir transistör devresinde, Q3 ve Q4 transistörleri üzerindeki bir itme-çekme transformatörü ön güç amplifikatörü, eşleştirme aşaması olarak kullanılır (Şekil 17).

Şekil 17. KYP-150W anahtarlamalı güç kaynağının eşleştirme aşaması (ortak kontrollü transistör devresi).

Şekil 18. Kolektörlerdeki darbelerin gerçek şekli

DT çekirdeğinde depolanan manyetik enerjinin etkisi altında akan D7 ve D9 diyotlarından geçen akımlar, azalan bir üstel formdadır. DT çekirdeğinde, D7 ve D9 diyotları boyunca akım akışı sırasında, değişen (düşen) bir manyetik akı etki eder ve bu, ikincil sargılarında EMF darbelerinin ortaya çıkmasına neden olur.
Diyot D8, ortak güç veriyolu aracılığıyla eşleştirme aşamasının kontrol çipi üzerindeki etkisini ortadan kaldırır.
ESAN ESP-1003R anahtarlamalı güç kaynağında genel kontrole sahip başka bir transistör eşleştirme aşaması kullanılır (Şekil 19). Bu seçeneğin ilk özelliği, mikro devrenin VT1, VT2 çıkış transistörlerinin yayıcı takipçiler olarak dahil edilmesidir. Çıkış sinyalleri mikro devrenin 9 ve 10 numaralı pinlerinden çıkarılır. Dirençler R17, R16 ve R15, R14, sırasıyla VT1 ve VT2 transistörlerinin yayıcı yükleridir. Aynı dirençler, anahtar modunda çalışan Q3, Q4 transistörleri için temel bölücüleri oluşturur. C13 ve C12 kapasitansları Q3, Q4 transistörlerinin anahtarlama işlemlerini zorlar ve hızlandırmaya yardımcı olur. Bu kademenin ikinci karakteristik özelliği, kontrol transformatörü DT'nin birincil sargısının orta noktadan çıkışa sahip olmaması ve Q3, Q4 transistörlerinin toplayıcıları arasına bağlanmasıdır. Kontrol çipinin çıkış transistörü VT1 açıldığında, Q3 transistörünün temeli olan bölücü R17, R16'ya Upom voltajı ile enerji verilir. Bu nedenle akım Q3 kontrol bağlantısından akar ve açılır. Bu süreç, Q3 tabanına belirlenen değerden 2-2,5 kat daha yüksek bir kilit açma akımı sağlayan C13 zorlama kapasitansı tarafından hızlandırılır. Q3'ün açılmasının sonucu, birincil sargı 1-2 DT'nin pimi 1 ile mahfazaya bağlanmasıdır. İkinci transistör Q4 kilitlendiğinden, devre boyunca birincil sargı DT'sinden artan bir akım akmaya başlar: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - mahfaza.

Şekil 19. Anahtarlamalı güç kaynağının eşleştirme aşaması ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (ortak kontrollü transistör devresi).

Dikdörtgen EMF darbeleri 3-4 ve 5-6 DT ikincil sargılarında görünür. DT sekonder sargılarının sarım yönü farklıdır. Bu nedenle, güç transistörlerinden biri (şemada gösterilmemiştir) bir açılış baz darbesi, diğeri ise bir kapatma darbesi alacaktır. Kontrol çipinin VT1'i keskin bir şekilde kapandığında, Q3 de ondan sonra keskin bir şekilde kapanıyor. Kapanma işleminin hızlanması, voltajın kapanma polaritesindeki Q3 baz-yayıcı bağlantısına uygulanan zorlama kapasitansı C13 tarafından kolaylaştırılır. Daha sonra mikro devrenin her iki çıkış transistörü kapatıldığında "ölü bölge" devam eder. Daha sonra, çıkış transistörü VT2 açılır, bu, ikinci transistör Q4'ün tabanı olan bölücü R15, R14'ün Upom voltajıyla beslendiği anlamına gelir. Bu nedenle, Q4 açılır ve birincil sargı 1-2 DT, diğer ucunda (pim 2) mahfazaya bağlanır, böylece devre boyunca önceki durumun ters yönünde artan bir akım içinden akmaya başlar: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "çerçeve".
Bu nedenle, DT'nin sekonder sargılarındaki darbelerin polaritesi değişir ve ikinci güç transistörü açılış darbesini alacak ve kapanış polaritesi darbesi birinciye göre hareket edecektir. Kontrol çipinin VT2'si keskin bir şekilde kapandığında, Q4 de ondan sonra keskin bir şekilde kapanır (C12 zorlama kapasitansını kullanarak). Daha sonra tekrar “ölü bölge” devam eder ve ardından işlemler tekrarlanır.
Dolayısıyla, bu kademenin çalışmasının arkasındaki ana fikir, birincil sargı DT'nin muhafazaya bir uçtan veya diğer taraftan bağlanması nedeniyle DT çekirdeğinde alternatif bir manyetik akının elde edilebilmesidir. Bu nedenle alternatif akım, tek kutuplu bir beslemeye sahip doğrudan bir bileşen olmadan içinden akar.
UPS'in eşleştirme aşamalarının transistörsüz versiyonlarında, daha önce belirtildiği gibi, kontrol mikro devresinin çıkış transistörleri VT1, VT2, eşleştirme aşamasının transistörleri olarak kullanılır. Bu durumda ayrık eşleşen aşama transistörleri yoktur.
Örneğin PS-200V UPS devresinde genel kontrollü transistörsüz bir devre kullanılır. Mikro devre VT1, VT2'nin çıkış transistörleri, transformatör DT'nin birincil yarı sargıları tarafından toplayıcılar boyunca yüklenir (Şekil 20). Güç, birincil sargı DT'nin orta noktasına beslenir.

Şekil 20. PS-200B anahtarlamalı güç kaynağının eşleştirme aşaması (ortak kontrollü transistörsüz devre).

Transistör VT1 açıldığında, bu transistörden ve kontrol transformatörü DT'nin yarım sargısı 1-2'den artan bir akım akar. DT'nin sekonder sargılarında, invertör güç transistörlerinden birinin açılacağı ve diğerinin kapanacağı bir polariteye sahip kontrol darbeleri belirir. Darbenin sonunda VT1 keskin bir şekilde kapanır, yarım sargı 1-2 DT'den geçen akım durur, böylece ikincil sargılar DT'deki EMF kaybolur, bu da güç transistörlerinin kapanmasına yol açar. Daha sonra, "ölü bölge", mikro devrenin her iki çıkış transistörü VT1, VT2 kapatıldığında ve birincil sargı DT'den hiçbir akım akmadığında devam eder. Daha sonra, transistör VT2 açılır ve zamanla artan akım bu transistörden ve yarım sargılı 2-3 DT'den akar. Bu akımın DT çekirdeğinde yarattığı manyetik akı önceki durumun tersi yöndedir. Bu nedenle, sekonder sargılar DT'de önceki duruma zıt polaritede bir EMF indüklenir. Sonuç olarak, yarım köprü invertörün ikinci transistörü açılır ve birincinin tabanında darbe onu kapatan bir polariteye sahiptir. Kontrol çipinin VT2'si kapatıldığında, içinden geçen akım ve birincil sargı DT'si durur. Bu nedenle, ikincil sargılar DT'deki EMF kaybolur ve invertör güç transistörleri tekrar kapatılır. Daha sonra tekrar “ölü bölge” devam eder ve ardından işlemler tekrarlanır.
Bu kademeyi oluşturmanın ana fikri, kontrol transformatörünün çekirdeğinde alternatif bir manyetik akının, bu transformatörün birincil sargısının orta noktasına güç beslenerek elde edilebilmesidir. Bu nedenle akımlar yarım sargılardan farklı yönlerde aynı sayıda dönüşle akar. Mikro devrenin her iki çıkış transistörü de kapalı olduğunda ("ölü bölgeler"), DT çekirdeğindeki manyetik akı 0'a eşittir. Transistörlerin alternatif olarak açılması, bir veya diğer yarım sargıda manyetik akının alternatif görünümüne neden olur. Çekirdekte ortaya çıkan manyetik akı değişkendir.
Bu çeşitlerin sonuncusu (ayrı kontrollü transistörsüz devre), örneğin Appis bilgisayarının (Peru) UPS'sinde kullanılır. Bu devrede, birincil yarı sargıları mikro devrenin çıkış transistörleri için toplayıcı yükler olan iki kontrol transformatörü DT1, DT2 vardır (Şekil 21). Bu şemada, iki güç anahtarının her biri ayrı bir transformatör aracılığıyla kontrol edilir. Mikro devrenin çıkış transistörlerinin toplayıcılarına, ortak Upom veriyolundan, kontrol transformatörleri DT1, DT2'nin birincil sargılarının orta noktaları boyunca güç sağlanır.
D9, D10 diyotları, birincil sargılar DT1, DT2'nin karşılık gelen kısımlarıyla birlikte çekirdek manyetiklik giderme devrelerini oluşturur. Bu konuya daha detaylı bakalım.

Şekil 21. "Appis" anahtarlamalı güç kaynağının eşleştirme aşaması (ayrı kontrollü transistörsüz devre).

Eşleştirme aşaması (Şekil 21) esasen iki bağımsız tek uçlu ileri dönüştürücüden oluşur, çünkü açma akımı, eşleşen transistörün açık durumu sırasında güç transistörünün tabanına akar; eşleşen transistör ve ona bir transformatör aracılığıyla bağlanan güç transistörü aynı anda açıktır. Bu durumda, her iki darbe transformatörü (DT1, DT2) birincil sargı akımının sabit bir bileşeniyle çalışır; Zorla mıknatıslanma ile. Çekirdeklerin manyetikliğini gidermek için özel önlemler alınmazsa, dönüştürücünün birkaç çalışma periyodu boyunca manyetik doygunluğa girecekler, bu da birincil sargıların endüktansında önemli bir azalmaya ve anahtarlama transistörleri VT1, VT2'nin arızalanmasına yol açacaktır. Transistör VT1 ve transformatör DT1 üzerindeki dönüştürücüde meydana gelen süreçleri ele alalım. Transistör VT1 açıldığında, içinden doğrusal olarak artan bir akım akar ve devre boyunca birincil sargı 1-2 DT1: Upom -2-1 DT1 - devre VT1 - “durum”.
VT1'in tabanındaki kilit açma darbesi sona erdiğinde aniden kapanır. DT1'in 1-2 sargısından geçen akım durur. Bununla birlikte, manyetikliği giderici sargı 2-3 DT1 üzerindeki EMF polariteyi değiştirir ve manyetikliği giderici çekirdek DT1 akımı bu sargıdan ve D10 diyotundan devre boyunca akar: 2 DT1 - Upom - C9 - “gövde” - D10-3DT1.
Bu akım doğrusal olarak azalmaktadır, yani. DT1 çekirdeğinden geçen manyetik akının türevi işaret değiştirir ve çekirdeğin mıknatıslığı giderilir. Böylece, bu ters döngü sırasında, transistör VT1'in açık durumu sırasında DT1 çekirdeğinde depolanan fazla enerji kaynağa geri döndürülür (Upom veriyolunun depolama kapasitörü C9 yeniden şarj edilir).
Ancak eşleştirme kademesinin uygulanmasına yönelik bu seçenek en az tercih edilen seçenektir çünkü her iki transformatör (DT1, DT2) endüksiyonda yetersiz kullanımla ve birincil sargı akımının sabit bir bileşeniyle çalışır. DT1 ve DT2 çekirdeklerinin mıknatıslanmanın tersine çevrilmesi, yalnızca pozitif indüksiyon değerlerini kapsayan özel bir döngüde meydana gelir. Bu nedenle, çekirdeklerdeki manyetik akıların titreşimli olduğu ortaya çıkıyor; sabit bir bileşen içerir. Bu, DT1, DT2 transformatörlerinin ağırlık ve boyut parametrelerinin artmasına neden olur ve ayrıca diğer eşleşen kaskad seçenekleriyle karşılaştırıldığında burada bir yerine iki transformatör gerekir.