TL494-ի միացման գծապատկեր, պինութ, գործառնական սկզբունք՝ օգտագործելով ավտոմոբիլային լարման փոխարկիչի սխեմաների օրինակը: Եկեք խոսենք ձեր սեփական ձեռքերով համակարգչային էլեկտրամատակարարման վերանորոգման մասին

TL494-Ի ԳՈՐԾԱՌՆՈՒԹՅԱՆ ՍԿԶԲՈՒՆՔ
ԱՎՏՈՄԵՔԵՆԱՅԻ ԼԱՐՄԱՆ ԿՈՆՎԵՐՏՈՐՆԵՐԻ ՕՐԻՆԱԿՈՎ

TL494-ը, ըստ էության, լեգենդար չիպ է էլեկտրամատակարարման միացման համար: Ոմանք, իհարկե, կարող են պնդել, որ այժմ կան ավելի նոր, ավելի առաջադեմ PWM կարգավորիչներ, և որն է իմաստը խառնաշփոթ անել այս աղբի հետ: Անձամբ ես սրան միայն մի բան կարող եմ ասել. Լև Տոլստոյն ընդհանրապես գրել է ձեռքով և ինչպես ինքն է գրել։ Բայց երկու հազար տասներեք բառի առկայությունը քո համակարգչում ոչ մեկին չի էլ դրդել գոնե նորմալ պատմություն գրել։ Դե, լավ, նրանք, ովքեր հետաքրքրված են, ավելի հեռուն նայեք, ովքեր չեն, ամենայն բարիք:
Ես ուզում եմ անմիջապես վերապահում կատարել. մենք խոսելու ենք Texas Instruments-ի կողմից արտադրված TL494-ի մասին: Փաստն այն է, որ այս կարգավորիչն ունի տարբեր գործարանների կողմից արտադրված հսկայական թվով անալոգներ և չնայած դրանց կառուցվածքային դիագրամը ՇԱՏ նման է, դրանք դեռ նույն միկրոսխեմաները չեն. լարեր . Այսպիսով, փոխարինումից հետո ԱՆՊԱՍՏԵՔ, որ կրկնակի ստուգեք վերանորոգվող էլեկտրամատակարարման պարամետրերը. ես անձամբ ոտք դրեցի այս փոցխի վրա:
Դե, ասացվածք էր, բայց այստեղ է սկսվում հեքիաթը. Ահա TL494-ի բլոկային դիագրամը հենց Texas Instruments-ից: Եթե ​​ուշադիր նայեք, դրա մեջ շատ լրացում չկա, բայց հենց ֆունկցիոնալ ստորաբաժանումների այս համադրությունն է, որ թույլ տվեց այս վերահսկիչին հսկայական ժողովրդականություն ձեռք բերել կոպեկի գնով:

Միկրոսխեմաները արտադրվում են ինչպես սովորական DIP փաթեթներով, այնպես էլ հարթ փաթեթներով՝ մակերեսային մոնտաժման համար: Պինաութը երկու դեպքում էլ նման է: Անձամբ իմ կուրության պատճառով նախընտրում եմ աշխատել հին ձևով՝ սովորական ռեզիստորներ, DIP փաթեթներ և այլն։

Յոթերորդ և տասներկուերորդ պինները սնուցվում են սնուցման լարմամբ, յոթերորդը՝ MINUS կամ GENERAL, իսկ տասներկուերորդը՝ PLUS: Մատակարարման լարման շրջանակը բավականին մեծ է՝ հինգից մինչև քառասուն վոլտ: Պարզության համար միկրոսխեման կապված է պասիվ տարրերով, որոնք սահմանում են նրա աշխատանքային ռեժիմները: Դե, ինչի համար է նախատեսված, պարզ կդառնա միկրոսխեմայի գործարկման ժամանակ։ Այո, այո, հենց մեկնարկը, քանի որ միկրոսխեման չի սկսում աշխատել անմիջապես, երբ հոսանք է կիրառվում: Դե, առաջին բաները:
Այսպիսով, հոսանքը միացնելիս, իհարկե, լարումը անմիջապես չի երևա TL494-ի տասներկուերորդ պինդին. որոշ ժամանակ կպահանջվի էներգիայի ֆիլտրի կոնդենսատորները լիցքավորելու համար, իսկ իրական էներգիայի աղբյուրի հզորությունը, իհարկե, ոչ: անսահման. Այո, այս գործընթացը բավականին անցողիկ է, բայց այն դեռ գոյություն ունի. մատակարարման լարումը որոշակի ժամանակահատվածում զրոյից բարձրանում է անվանական արժեքի: Ենթադրենք, որ մեր անվանական մատակարարման լարումը 15 վոլտ է, և մենք այն կիրառում ենք կարգավորիչի տախտակի վրա:
DA6 կայունացուցիչի ելքում լարումը գրեթե հավասար կլինի ամբողջ միկրոսխեմայի մատակարարման լարմանը, մինչև հիմնական հզորությունը հասնի կայունացման լարմանը: Քանի դեռ այն 3,5 վոլտից ցածր է, DA7 համեմատիչի ելքը կունենա տրամաբանական մեկ մակարդակ, քանի որ այս համեմատիչը վերահսկում է ներքին հղման լարման արժեքը: Այս տրամաբանական միավորը մատակարարվում է OR դարպասին DD1: OR տրամաբանական տարրի գործառնական սկզբունքն այն է, որ եթե նրա մուտքերից գոնե մեկը ունի տրամաբանական, ելքը կլինի մեկ, այսինքն. եթե առաջին մուտքում կա մեկը ԿԱՄ երկրորդում, ԿԱՄ երրորդում ԿԱՄ չորրորդում, ապա DD1-ի ելքը կլինի մեկը, իսկ թե ինչ կլինի մյուս մուտքերում, նշանակություն չունի: Այսպիսով, եթե սնուցման լարումը 3,5 վոլտից ցածր է, DA7-ն արգելափակում է ժամացույցի ազդանշանի հետագա անցումը, և միկրոսխեմայի ելքերում ոչինչ տեղի չի ունենում, հսկիչ իմպուլսներ չկան:

Այնուամենայնիվ, հենց որ սնուցման լարումը գերազանցում է 3,5 վոլտը, լարումը շրջվող մուտքի մոտ դառնում է ավելի մեծ, քան ոչ շրջվող մուտքում, և համեմատիչը փոխում է իր ելքային լարումը տրամաբանական զրոյի՝ դրանով իսկ հեռացնելով արգելափակման առաջին փուլը:
Երկրորդ արգելափակման փուլը վերահսկվում է DA5 համեմատիչի կողմից, որը վերահսկում է մատակարարման լարման արժեքը, մասնավորապես դրա արժեքը 5 վոլտ, քանի որ ներքին կայունացուցիչը DA6 չի կարող ավելի մեծ լարում արտադրել, քան իր մուտքում: Հենց որ սնուցման լարումը գերազանցի 5 վոլտը, այն ավելի մեծ կդառնա շրջող մուտքի DA5-ում, քանի որ ոչ շրջվող մուտքում այն ​​սահմանափակվում է zener դիոդի VDin5 կայունացման լարմամբ: Համեմատիչ DA5-ի ելքում լարումը հավասարվելու է տրամաբանական զրոյի, և երբ այն հասնում է DD1-ի մուտքին, արգելափակման երկրորդ փուլը հանվում է:
5 վոլտ ներքին հղման լարումը օգտագործվում է նաև միկրոսխեմայի ներսում և դուրս է գալիս դրանից դուրս՝ 14-րդ պտուտակի միջոցով: Ներքին օգտագործումը երաշխավորում է DA3 և DA4 ներքին համեմատիչների կայուն աշխատանքը, քանի որ այս համեմատիչները արտադրում են հսկիչ իմպուլսներ՝ հիմնված սղոցի լարման մեծության վրա: G1 գեներատորի կողմից:
Այստեղ կարգով ավելի լավ է: Միկրոշրջանը պարունակում է սղոցի գեներատոր, որի հաճախականությունը կախված է C3 կոնդենսատորից և R13 ռեզիստորից: Ավելին, R13-ը ուղղակիորեն չի մասնակցում սղոցի ձևավորմանը, այլ ծառայում է որպես ընթացիկ գեներատորի կարգավորող տարր, որը լիցքավորում է C3 կոնդենսատորը: Այսպիսով, R13-ի վարկանիշը նվազեցնելով, լիցքավորման հոսանքը մեծանում է, կոնդենսատորը լիցքավորում է ավելի արագ և, համապատասխանաբար, ժամացույցի հաճախականությունը մեծանում է, և պահպանվում է առաջացած սղոցի ամպլիտուդը:

Հաջորդը, սղոցը գնում է համեմատիչ DA3-ի շրջվող մուտքին: Ոչ հակադարձ մուտքի մոտ կա 0,12 վոլտ հղման լարում: Սա ճշգրիտ համապատասխանում է ամբողջ զարկերակային տևողության հինգ տոկոսին: Այլ կերպ ասած, անկախ հաճախականությունից, տրամաբանական միավորը հայտնվում է DA3 համեմատիչի ելքում ամբողջ կառավարման իմպուլսի տևողության հինգ տոկոսի համար, դրանով իսկ արգելափակելով DD1 տարրը և ապահովելով ելքի տրանզիստորների միացման միջև դադար: միկրոշրջանի փուլը. Սա լիովին հարմար չէ. եթե շահագործման ընթացքում հաճախականությունը փոխվում է, ապա առավելագույն հաճախականության համար պետք է հաշվի առնել դադարի ժամանակը, քանի որ դադարի ժամանակը նվազագույն կլինի: Այնուամենայնիվ, այս խնդիրը կարող է բավականին հեշտությամբ լուծվել, եթե ավելացվի 0,12 վոլտ հենակետային լարման արժեքը, և համապատասխանաբար կաճի դադարների տևողությունը: Դա կարելի է անել՝ հավաքելով լարման բաժանարար՝ օգտագործելով ռեզիստորներ կամ օգտագործելով հանգույցի վրա ցածր լարման անկում ունեցող դիոդ:

Նաև գեներատորից սղոցը գնում է համեմատիչ DA4, որը համեմատում է դրա արժեքը DA1 և DA2 սխալների ուժեղացուցիչների կողմից առաջացած լարման հետ: Եթե ​​սխալի ուժեղացուցիչից լարման արժեքը ցածր է սղոցի լարման ամպլիտուդից, ապա կառավարման իմպուլսներն առանց փոփոխության անցնում են վարորդին, բայց եթե սխալի ուժեղացուցիչների ելքերում որոշակի լարում կա և այն մեծ է նվազագույն արժեքից և ավելի քիչ, քան սղոցի ատամի առավելագույն լարումը, այնուհետև, երբ սղոցի լարը հասնում է լարման մակարդակին ուժեղացուցիչի սխալներից, համեմատիչը DA4 առաջացնում է տրամաբանական մեկ մակարդակ և անջատում է հսկիչ զարկերակը, որն անցնում է DD1:

DD1-ից հետո կա ինվերտոր DD2, որը ստեղծում է եզրեր գործող D-flip-flop DD3-ի համար: Ձեռնարկը, իր հերթին, ժամացույցի ազդանշանը բաժանում է երկուսի և հերթափոխով թույլ է տալիս AND տարրերի գործարկումն այն է, որ տրամաբանականը հայտնվում է տարրի ելքում միայն այն դեպքում, երբ կա: տրամաբանական մեկը իր մեկ մուտքում ԵՎ կլինի նաև տրամաբանական մյուս մուտքերում, կա տրամաբանական միավոր: Այս ԵՎ տրամաբանական տարրերի երկրորդ քորոցները միացված են միմյանց և դուրս են գալիս տասներեքերորդ փին, որը կարող է օգտագործվել միկրոսխեմայի աշխատանքը արտաքինից հնարավոր դարձնելու համար:
DD4, DD5-ից հետո կա մի զույգ OR-NOT տարրեր: Սա արդեն ծանոթ OR տարրն է, միայն դրա ելքային լարումը շրջված է, այսինքն. Ճիշտ չէ. Այլ կերպ ասած, եթե տարրի մուտքերից գոնե մեկը պարունակում է տրամաբանական, ապա դրա ելքը ՉԻ լինի մեկ, այսինքն. զրո. Եվ որպեսզի տրամաբանականը հայտնվի տարրի ելքում, նրա երկու մուտքերում էլ պետք է լինի տրամաբանական զրո։
DD6 և DD7 տարրերի երկրորդ մուտքերը միացված և ուղղակիորեն միացված են DD1 ելքին, որն արգելափակում է տարրերը այնքան ժամանակ, քանի դեռ DD1 ելքում կա տրամաբանական:
DD6 և DD7 ելքերից կառավարման իմպուլսները հասնում են PWM կարգավորիչի ելքային փուլի տրանզիստորների հիմքերին: Ավելին, միկրոսխեման ինքնին օգտագործում է միայն հիմքեր, իսկ կոլեկտորներն ու արտանետիչները գտնվում են միկրոսխեմայի սահմաններից դուրս և կարող են օգտագործվել օգտագործողի կողմից իր հայեցողությամբ: Օրինակ, արտանետիչները միացնելով ընդհանուր մետաղալարին և միացնելով համապատասխան տրանսֆորմատորի ոլորունները կոլեկտորներին, մենք կարող ենք ուղղակիորեն կառավարել հոսանքի տրանզիստորները միկրոշրջանով:
Եթե ​​ելքային փուլի տրանզիստորների կոլեկտորները միացված են մատակարարման լարմանը, իսկ արտանետիչները բեռնված են ռեզիստորներով, ապա մենք ստանում ենք հսկիչ իմպուլսներ էներգիայի տրանզիստորների դարպասները ուղղակիորեն կառավարելու համար, որոնք, իհարկե, այնքան էլ հզոր չեն՝ կոլեկտորի հոսանքը: ելքային փուլի տրանզիստորների հզորությունը չպետք է գերազանցի 250 մԱ:
Մենք կարող ենք նաև օգտագործել TL494-ը միակողմանի փոխարկիչները կառավարելու համար՝ միմյանց միացնելով տրանզիստորների կոլեկտորներն ու արտանետիչները: Օգտագործելով այս սխեման, դուք կարող եք նաև կառուցել իմպուլսային կայունացուցիչներ. ֆիքսված դադարի ժամանակը կկանխի ինդուկտիվության մագնիսացումը, ինչպես նաև կարող է օգտագործվել որպես բազմալիք կայունացուցիչ:
Այժմ մի քանի խոսք միացման սխեմայի և TL494 PWM կարգավորիչի միացման մասին: Ավելի պարզության համար եկեք մի քանի դիագրամ վերցնենք ինտերնետից և փորձենք հասկանալ դրանք:

ԱՎՏՈՄԵՔԵՆԱՅԻՆ ԼԱՐԱՓՈԽԱԿՈՂՆԵՐԻ ԴԻԱԳՐԱՄՆԵՐ
ՕԳՏԱԳՈՐԾԵԼՈՎ TL494

Նախ, եկեք նայենք մեքենաների փոխարկիչներին: Դիագրամները վերցված են ԻՆՉՊԵՍ ԿԱՆ, ուստի, բացի բացատրություններից, ես ձեզ թույլ կտամ առանձնացնել որոշ նրբերանգներ, որոնք ես այլ կերպ կանեի:
Այսպիսով, թիվ 1 սխեման. Ավտոմոբիլային լարման փոխարկիչ, որն ունի կայունացված ելքային լարում, և կայունացումը իրականացվում է անուղղակիորեն. վերահսկվում է ոչ թե փոխարկիչի ելքային լարումը, այլ լրացուցիչ ոլորուն լարումը: Իհարկե, տրանսֆորմատորի ելքային լարումները փոխկապակցված են, ուստի ոլորուններից մեկի վրա բեռի ավելացումը առաջացնում է լարման անկում ոչ միայն դրա վրա, այլև բոլոր ոլորունների վրա, որոնք փաթաթված են նույն միջուկի վրա: Լրացուցիչ ոլորուն վրա լարումը ուղղվում է դիոդային կամրջով, անցնում R20 ռեզիստորի թուլացուցիչով, հարթվում է C5 կոնդենսատորով և R21 ռեզիստորի միջոցով հասնում է միկրոսխեմայի առաջին ոտքին: Եկեք հիշենք բլոկ-սխեմա և տեսնենք, որ առաջին ելքը սխալի ուժեղացուցիչի ոչ հակադարձ մուտքն է: Երկրորդ քորոցը շրջվող մուտք է, որի միջոցով բացասական արձագանք է ներմուծվում սխալի ուժեղացուցիչի ելքից (pin 3) ռեզիստորի R2-ի միջոցով: Սովորաբար այս ռեզիստորի հետ զուգահեռ տեղադրվում է 10...47 նանոֆարադ կոնդենսատոր - սա որոշ չափով դանդաղեցնում է սխալի ուժեղացուցիչի արձագանքման արագությունը, բայց միևնույն ժամանակ զգալիորեն մեծացնում է դրա գործունեության կայունությունը և ամբողջությամբ վերացնում է գերակատարման ազդեցությունը:

Overshoot-ը վերահսկիչի չափազանց ուժեղ արձագանքն է բեռնվածքի փոփոխություններին և տատանողական գործընթացի հավանականությանը: Մենք կվերադառնանք այս էֆեկտին, երբ լիովին հասկանանք այս սխեմայի բոլոր գործընթացները, ուստի մենք վերադառնում ենք 2-րդ կապին, որը կողմնակալված է 14-րդ կապից, որը ներքին կայունացուցիչի ելքն է 5 վոլտ: Սա արվել է սխալի ուժեղացուցիչի ավելի ճիշտ աշխատանքի համար. ուժեղացուցիչն ունի միաբևեռ սնուցման լարում և նրա համար բավականին դժվար է աշխատել զրոյին մոտ լարման հետ: Հետևաբար, նման դեպքերում լրացուցիչ լարումներ են առաջանում, որպեսզի ուժեղացուցիչը տեղափոխեն աշխատանքային ռեժիմներ:
Ի թիվս այլ բաների, «փափուկ» մեկնարկ ձևավորելու համար օգտագործվում է 5 վոլտ կայունացված լարում. C1 կոնդենսատորի միջոցով այն մատակարարվում է միկրոսխեմայի 4-րդ փին: Հիշեցնեմ, որ հսկիչ իմպուլսների միջև դադարի ժամանակը կախված է այս փին լարումից: Սրանից դժվար չէ եզրակացնել, որ մինչ C1 կոնդենսատորը լիցքաթափված է, դադարի ժամանակն այնքան երկար կլինի, որ այն կգերազանցի վերահսկիչ իմպուլսների տևողությունը: Այնուամենայնիվ, երբ կոնդենսատորը լիցքավորվում է, չորրորդ տերմինալում լարումը կսկսի նվազել՝ նվազեցնելով դադարի ժամանակը: Վերահսկիչ իմպուլսների տեւողությունը կսկսի աճել այնքան ժամանակ, մինչեւ հասնի իր 5% արժեքին: Շղթայի այս լուծումը հնարավորություն է տալիս սահմանափակել հոսանքը հոսանքի տրանզիստորների միջով երկրորդային էներգիայի կոնդենսատորները լիցքավորելիս և վերացնում է էներգիայի բեմի ծանրաբեռնվածությունը, քանի որ ելքային լարման արդյունավետ արժեքը աստիճանաբար մեծանում է:
Միկրոշրջանակի ութերորդ և տասնմեկերորդ կապումները միացված են սնուցման լարմանը, հետևաբար ելքային փուլը աշխատում է որպես էմիտերի հետևորդ, և այդպես է. իններորդ և տասներորդ կապերը միացված են ընթացիկ սահմանափակող ռեզիստորների միջոցով R6 և R7 ռեզիստորներին R8 և R9: , ինչպես նաև VT1 և VT2 հիմքերին։ Այսպիսով, վերահսկիչի ելքային փուլը ամրապնդվում է. ուժային տրանզիստորների բացումն իրականացվում է R6 և R7 դիմադրիչների միջոցով, որոնց հետ միացված են VD2 և VD3 դիոդները, բայց փակումը, որը պահանջում է շատ ավելի էներգիա, տեղի է ունենում օգտագործելով. VT1 և VT2, որոնք միացված են որպես էմիտերի հետևորդներ, բայց մեծ հոսանքներ են ապահովում հենց այն ժամանակ, երբ դարպասների մոտ ձևավորվում է զրոյական լարում:
Հաջորդը, մենք յուրաքանչյուր թևում ունենք 4 ուժային տրանզիստոր, որոնք զուգահեռաբար միացված են ավելի շատ հոսանք ստանալու համար: Անկեղծ ասած, այս տրանզիստորների օգտագործումը որոշակի շփոթություն է առաջացնում: Ամենայն հավանականությամբ, այս սխեմայի հեղինակը պարզապես ունեցել է դրանք պահեստում և որոշել է դրանք ավելացնել: Բանն այն է, որ IRF540-ն ունի առավելագույն հոսանք 23 ամպեր, դարպասներում պահվող էներգիան 65 նանո Կուլոն է, իսկ ամենահայտնի IRFZ44 տրանզիստորներն ունեն առավելագույն հոսանք 49 ամպեր, մինչդեռ դարպասի էներգիան 63 նանո Կուլոն է։ Այլ կերպ ասած, օգտագործելով երկու զույգ IRFZ44, մենք ստանում ենք առավելագույն հոսանքի փոքր աճ և միկրոսխեմայի ելքային փուլի բեռի կրկնակի նվազում, ինչը միայն մեծացնում է այս դիզայնի հուսալիությունը պարամետրերի առումով: Եվ ոչ ոք չի չեղարկել «Քիչ մասեր՝ ավելի շատ հուսալիություն» բանաձևը։

Իհարկե, ուժային տրանզիստորները պետք է լինեն նույն խմբաքանակից, քանի որ այս դեպքում զուգահեռ միացված տրանզիստորների միջև պարամետրերի տարածումը նվազում է։ Իդեալում, իհարկե, ավելի լավ է ընտրել տրանզիստորները՝ ելնելով դրանց շահույթից, բայց դա միշտ չէ, որ հնարավոր է, բայց դուք պետք է ամեն դեպքում կարողանաք ձեռք բերել տրանզիստորներ նույն խմբաքանակից:

Էլեկտրաէներգիայի տրանզիստորներին զուգահեռ են միացված R18, R22 ռեզիստորները և C3, C12 կոնդենսատորները: Սրանք snubbers են, որոնք նախատեսված են ճնշելու ինքնաինդուկցիոն իմպուլսները, որոնք անխուսափելիորեն առաջանում են, երբ ուղղանկյուն իմպուլսները կիրառվում են ինդուկտիվ բեռի վրա: Բացի այդ, հարցը սրվում է զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի պատճառով: Այստեղ արժե ավելի մանրամասնել:
Մինչ ուժային տրանզիստորը բաց է, հոսանքը հոսում է ոլորուն միջով, և հոսանքն անընդհատ աճում է և առաջացնում է մագնիսական դաշտի ավելացում, որի էներգիան փոխանցվում է երկրորդական ոլորուն: Բայց հենց տրանզիստորը փակվում է, հոսանքը դադարում է հոսել ոլորուն միջով, և մագնիսական դաշտը սկսում է փլուզվել՝ առաջացնելով հակադարձ բևեռականության լարում: Գոյություն ունեցող լարմանը ավելացված՝ կարճ զարկերակ է հայտնվում, որի ամպլիտուդը կարող է գերազանցել սկզբնական կիրառվող լարումը։ Սա հանգեցնում է հոսանքի ալիքի, առաջացնում է լարման բևեռականության կրկնակի փոփոխություն, որն առաջանում է ինքնաինդուկցիայի արդյունքում, և այժմ ինքնահոսքը նվազեցնում է առկա լարման քանակը, և հենց որ հոսանքը փոքրանում է, ինքնահոսքի բևեռականությունը: ինդուկցիոն զարկերակը կրկին փոխվում է: Այս գործընթացը խամրված է, սակայն ինքնաինդուկցիոն հոսանքների և լարումների մեծություններն ուղիղ համեմատական ​​են ուժային տրանսֆորմատորի ընդհանուր հզորությանը:

Այս ճոճանակների արդյունքում հոսանքի անջատիչի փակման պահին տրանսֆորմատորի ոլորուն վրա ցնցող գործընթացներ են նկատվում, և դրանք ճնշելու համար օգտագործվում են խցիկներ. դիմադրության դիմադրությունը և կոնդենսատորի հզորությունը ընտրվում են այնպես, որ Կոնդենսատորը լիցքավորելու համար պահանջվում է ճիշտ նույնքան ժամանակ, որքան անհրաժեշտ է ինքնաինդուկցիոն իմպուլսային տրանսֆորմատորի բևեռականությունը փոխելու համար:
Ինչու՞ պետք է պայքարել այս ազդակների դեմ: Ամեն ինչ շատ պարզ է. ժամանակակից ուժային տրանզիստորներում տեղադրված են դիոդներ, և դրանց անկման լարումը շատ ավելի մեծ է, քան բաց դաշտի անջատիչի դիմադրությունը, և հենց դիոդներն են դժվարանում, երբ սկսում են մարել էներգիայի ավտոբուսներում ինքնաինդուկցիոն արտանետումները: իրենց միջոցով, և հիմնականում ուժային տրանզիստորների պատյանները տաքանում են ոչ այն պատճառով, որ տաքանում են տրանզիստորների անցումային բյուրեղները, տաքանում են ներքին դիոդները: Եթե ​​դուք հեռացնում եք դիոդները, ապա հակադարձ լարումը բառացիորեն կսպանի հոսանքի տրանզիստորը հենց առաջին իմպուլսում:
Եթե ​​փոխարկիչը համալրված չէ PWM կայունացմամբ, ապա ինքնին ինդուկտիվ շաղակրատելու ժամանակը համեմատաբար կարճ է. շուտով բացվում է երկրորդ թևի ուժային տրանզիստորը, և ինքնահոսքը խեղդվում է բաց տրանզիստորի ցածր դիմադրությամբ:

Այնուամենայնիվ, եթե փոխարկիչն ունի PWM ելքային լարման կառավարում, ապա ուժային տրանզիստորների բացման միջև դադարները բավականին երկար են դառնում, և, բնականաբար, ինքնին ինդուկտիվ շաղակրատման ժամանակը զգալիորեն մեծանում է՝ մեծացնելով տրանզիստորների ներսում դիոդների ջեռուցումը: Այս պատճառով է, որ կայունացված սնուցման աղբյուրներ ստեղծելիս խորհուրդ չի տրվում ապահովել ելքային լարման պահուստ 25%-ից ավելի. snubbers- ի առկայությունը.
Նույն պատճառով, գործարանային արտադրության մեքենաների ուժային ուժեղացուցիչների ճնշող մեծամասնությունը կայունացում չունի, նույնիսկ եթե TL494 օգտագործվում է որպես կարգավորիչ, դրանք խնայում են լարման փոխարկիչի ջերմատախտակի տարածքը:
Դե, հիմա, երբ դիտարկվել են հիմնական բաղադրիչները, եկեք պարզենք, թե ինչպես է աշխատում PWM կայունացումը: Նշվում է, որ մեր ելքը երկբևեռ լարում ունի ± 60 վոլտ: Նախկինում ասվածից պարզ է դառնում, որ տրանսֆորմատորի երկրորդական ոլորուն պետք է նախագծված լինի 60 վոլտ գումարած 25% տոկոս մատակարարելու համար, այսինքն. 60 գումարած 15 հավասար է 75 վոլտ: Այնուամենայնիվ, 60 վոլտ արդյունավետ արժեք ստանալու համար մեկ կիսաալիքի, ավելի ճիշտ՝ մեկ փոխակերպման ժամանակահատվածի տեւողությունը պետք է լինի 25%-ով կարճ անվանական արժեքից: Մի մոռացեք, որ ամեն դեպքում, անջատումների միջև դադարը կխանգարի, հետևաբար դադար ձևավորողի կողմից ներմուծված 5%-ն ինքնաբերաբար կկտրվի, և մեր կառավարման իմպուլսը պետք է կրճատվի մնացած 20%-ով։
Փոխակերպման ժամանակաշրջանների միջև այս դադարը կփոխհատուցվի երկրորդային էներգիայի մատակարարման ֆիլտրի ինդուկտորում կուտակված մագնիսական էներգիայով և կոնդենսատորներում կուտակված լիցքով: Ճիշտ է, ես էլեկտրոլիտներ չէի դնի խեղդվողի առջև, այնուամենայնիվ, ինչպես ցանկացած այլ կոնդենսատոր, ավելի լավ է կոնդենսատորներ տեղադրել խեղդումից հետո և, ի հավելումն էլեկտրոլիտների, իհարկե, տեղադրել ֆիլմեր. նրանք ավելի լավ են ճնշում իմպուլսային ալիքները և միջամտությունը: .
Ելքային լարման կայունացումն իրականացվում է հետևյալ կերպ. Թեև բեռ չկա կամ այն ​​շատ փոքր է, C8-C11 կոնդենսատորներից գրեթե էներգիա չի սպառվում, և դրա վերականգնումը մեծ էներգիա չի պահանջում, և երկրորդական ոլորուն ելքային լարման ամպլիտուդը բավականին մեծ կլինի: Համապատասխանաբար, լրացուցիչ ոլորունից ելքային լարման ամպլիտուդը մեծ կլինի: Սա կհանգեցնի կարգավորիչի առաջին ելքի լարման ավելացմանը, որն իր հերթին կհանգեցնի սխալի ուժեղացուցիչի ելքային լարման ավելացմանը, և կառավարման իմպուլսների տևողությունը կնվազի մինչև այնպիսի արժեք, որ հավասարակշռություն սպառված էներգիայի և էլեկտրաէներգիայի տրանսֆորմատորին մատակարարվող էներգիայի միջև:
Հենց որ սպառումը սկսում է աճել, լրացուցիչ ոլորուն վրա լարումը նվազում է, և սխալի ուժեղացուցիչի ելքի լարումը բնականաբար նվազում է: Սա հանգեցնում է կառավարման իմպուլսների տևողության ավելացման և տրանսֆորմատորին մատակարարվող էներգիայի ավելացմանը: Զարկերակային տևողությունը մեծանում է այնքան ժամանակ, մինչև սպառված և ելքային էներգիայի միջև հավասարակշռությունը կրկին ձեռք բերվի: Եթե ​​ծանրաբեռնվածությունը նվազում է, ապա նորից անհավասարակշռություն է առաջանում, և կարգավորիչը այժմ ստիպված կլինի կրճատել կառավարման իմպուլսների տևողությունը:

Եթե ​​հետադարձ կապի արժեքները սխալ են ընտրված, կարող է առաջանալ գերակատարման էֆեկտ: Սա վերաբերում է ոչ միայն TL494-ին, այլև բոլոր լարման կայունացուցիչներին: TL494-ի դեպքում գերակատարման էֆեկտը սովորաբար տեղի է ունենում այն ​​դեպքերում, երբ չկան հետադարձ կապեր, որոնք դանդաղեցնում են արձագանքը: Իհարկե, չպետք է շատ դանդաղեցնել ռեակցիան. կայունացման գործակիցը կարող է տուժել, բայց շատ արագ ռեակցիան ձեռնտու չէ: Եվ սա դրսևորվում է հետևյալ կերպ. Ենթադրենք, մեր ծանրաբեռնվածությունը մեծացել է, լարումը սկսում է իջնել, PWM կարգավորիչը փորձում է վերականգնել հավասարակշռությունը, բայց դա անում է շատ արագ և ավելացնում է կառավարման իմպուլսների տևողությունը ոչ համաչափ, այլ շատ ավելի ուժեղ: Այս դեպքում արդյունավետ լարման արժեքը կտրուկ աճում է: Իհարկե, այժմ վերահսկիչը տեսնում է, որ լարումը ավելի բարձր է, քան կայունացման լարումը և կտրուկ նվազեցնում է իմպուլսի տևողությունը՝ փորձելով հավասարակշռել ելքային լարումը և հղումը։ Այնուամենայնիվ, իմպուլսի տեւողությունը դարձել է ավելի կարճ, քան պետք է լինի, եւ ելքային լարումը դառնում է շատ ավելի քիչ, քան անհրաժեշտ է: Կարգավորիչը կրկին մեծացնում է իմպուլսների տևողությունը, բայց կրկին չափն անցավ. լարումը պարզվեց, որ անհրաժեշտից ավելին է, և նրան այլ բան չի մնում, քան նվազեցնել իմպուլսների տևողությունը:
Այսպիսով, փոխարկիչի ելքում ձևավորվում է ոչ թե կայունացված, այլ սահմանվածի 20-40%-ով տատանվող լարում՝ ինչպես ավելցուկի, այնպես էլ թերագնահատման ուղղությամբ։ Իհարկե, սպառողներին դժվար թե դուր գա նման էլեկտրամատակարարումը, ուստի ցանկացած փոխարկիչ հավաքելուց հետո այն պետք է ստուգվի շանտների վրա ռեակցիայի արագության համար, որպեսզի չբաժանվի նոր հավաքված արհեստից:
Դատելով ապահովիչից, փոխարկիչը բավականին հզոր է, բայց այս դեպքում C7 և C8 կոնդենսատորները ակնհայտորեն բավարար չեն, դրանք պետք է ավելացվեն յուրաքանչյուրից առնվազն երեքը: VD1 դիոդը ծառայում է բևեռականության հակադարձումից պաշտպանվելու համար, և եթե դա տեղի ունենա, դժվար թե գոյատևի. 30-40 ամպեր լարման ապահովիչը փչելը այնքան էլ հեշտ չէ:
Դե, օրվա վերջում, մնում է ավելացնել, որ այս փոխարկիչը հագեցած չէ պատի գնման համակարգով, այսինքն. Մատակարարման լարմանը միացնելիս այն անմիջապես սկսվում է և հնարավոր է դադարեցնել միայն հոսանքն անջատելով: Սա այնքան էլ հարմար չէ. ձեզ հարկավոր կլինի բավականին հզոր անջատիչ:

Ավտոմոբիլային լարման փոխարկիչ թիվ 2, ունի նաև կայունացված ելքային լարում, ինչի մասին է վկայում օպտոկապլերի առկայությունը, որի լուսադիոդը միացված է ելքային լարմանը։ Ավելին, այն միացված է TL431-ի միջոցով, ինչը զգալիորեն մեծացնում է ելքային լարման պահպանման ճշգրտությունը։ Optocoupler-ի ֆոտոտրանզիստորը նույնպես միացված է կայունացված լարման՝ օգտագործելով երկրորդ TL431 միկրոկառավարիչը: Այս կայունացուցիչի էությունը խուսափեց ինձ անձամբ. միկրոշրջանը կայունացրել է հինգ վոլտ, և իմաստ չունի լրացուցիչ կայունացուցիչ տեղադրել: Ֆոտոտրանզիստորի թողարկիչը գնում է սխալի ուժեղացուցիչի ոչ ինվերտացիոն մուտքի մոտ (փին 1): Սխալների ուժեղացուցիչը ծածկված է բացասական արձագանքով, և դրա արձագանքը դանդաղեցնելու համար ներդրվում են ռեզիստոր R10 և կոնդենսատոր C2:

Երկրորդ սխալի ուժեղացուցիչն օգտագործվում է փոխարկիչին ստիպելու կանգ առնել վթարային իրավիճակում. եթե տասնվեցերորդ պինդում կա լարում, որն ավելի մեծ է, քան R13 և R16 բաժանարարների կողմից առաջացած լարումը, և դա մոտ երկուսուկես վոլտ է, կարգավորիչը կսկսի նվազեցնել հսկիչ իմպուլսների տևողությունը մինչև դրանք ամբողջությամբ անհետանան:
Փափուկ մեկնարկը կազմակերպվում է ճիշտ այնպես, ինչպես նախորդ սխեմայում՝ դադարի ժամանակների ձևավորման միջոցով, թեև C3 կոնդենսատորի հզորությունը փոքր-ինչ փոքր է. ես այն կսահմանեի 4,7...10 µF:
Միկրոշրջանակի ելքային փուլը գործում է էմիտերի հետևորդային ռեժիմում՝ հոսանքը ուժեղացնելու համար, օգտագործվում է VT1-VT4 տրանզիստորների վրա լիակատար լրացուցիչ թողարկիչ, որն իր հերթին բեռնված է ուժային դաշտի սարքերի դարպասների վրա, թեև ես կնվազեցնեմ հզորությունը. գնահատականները R22-R25-ից մինչև 22 ... 33 Օմ: Հաջորդը սնաբերներն են և ուժային տրանսֆորմատորը, որից հետո կա դիոդային կամուրջ և հակաալիզինգային ֆիլտր: Այս սխեմայի ֆիլտրը պատրաստված է ավելի ճիշտ. այն գտնվում է նույն միջուկի վրա և պարունակում է նույն քանակությամբ պտույտներ: Այս ընդգրկումն ապահովում է առավելագույն հնարավոր զտումը, քանի որ հակադիր մագնիսական դաշտերը ջնջում են միմյանց:
Ստենբիի ռեժիմը կազմակերպվում է VT9 տրանզիստորի և K1 ռելեի միջոցով, որոնց կոնտակտները էներգիա են մատակարարում միայն կարգավորիչին: Էլեկտրաէներգիայի հատվածը մշտապես միացված է սնուցման լարմանը և մինչև կարգավորիչից հսկիչ իմպուլսներ չհայտնվեն, VT5-VT8 տրանզիստորները կփակվեն:
HL1 LED-ը ցույց է տալիս, որ կարգավորիչը մատակարարվում է մատակարարման լարման:

Հաջորդ գծապատկերը... Հաջորդ դիագրամը... Սա է Ավտոմոբիլային լարման փոխարկիչի երրորդ տարբերակը, բայց եկեք կարգով վերցնենք...

Սկսենք ավանդական տարբերակներից հիմնական տարբերություններից, մասնավորապես, ավտոմոբիլային փոխարկիչում կիսակամուրջի վարորդի օգտագործումը: Դե, դուք կարող եք ինչ-որ կերպ հաշտվել սրա հետ. միկրոշրջանի ներսում կան 4 տրանզիստորներ լավ բացման և փակման արագությամբ, և նույնիսկ երկու ամպեր: Համապատասխան կապը կատարելուց հետո այն կարող է մղվել Push-Pull գործառնական ռեժիմի, սակայն միկրոսխեման չի շրջում ելքային ազդանշանը, և կառավարման իմպուլսները մատակարարվում են դրա մուտքերին կարգավորիչի կոլեկտորներից, հետևաբար, հենց որ վերահսկիչը դադար է տալիս կառավարման իմպուլսների միջև, տրամաբանականին համապատասխան մակարդակները կհայտնվեն TLki ելքային փուլային միավորների կոլեկտորների վրա, այսինքն. մոտ է մատակարարման լարմանը. Անցնելով Irk-ը, իմպուլսները կուղարկվեն էլեկտրական տրանզիստորների դարպասները, որոնք ապահով բաց կլինեն: Երկուսն էլ... Միաժամանակ։ Իհարկե, ես հասկանում եմ, որ հնարավոր է առաջին անգամ հնարավոր չլինի ոչնչացնել FB180SA10 տրանզիստորները, ի վերջո, 180 ամպեր պետք է մշակվի, և նման հոսանքների ժամանակ հետքերը սովորաբար սկսում են այրվել, բայց այնուամենայնիվ դա ինչ-որ կերպ չափազանց կոպիտ է: . Եվ այս նույն տրանզիստորների արժեքը մեկի համար հազարից ավելի է:
Հաջորդ առեղծվածային կետը հոսանքի տրանսֆորմատորի օգտագործումն է, որը ներառված է առաջնային հոսանքի ավտոբուսում, որի միջով հոսում է ուղիղ հոսանքը: Հասկանալի է, որ այս տրանսֆորմատորում ինչ-որ բան դեռ կառաջացվի միացման պահին հոսանքի փոփոխության պատճառով, բայց ինչ-որ կերպ դա ամբողջովին ճիշտ չէ: Ոչ, գերբեռնվածությունից պաշտպանությունը կաշխատի, բայց որքանո՞վ է ճիշտ: Ի վերջո, ընթացիկ տրանսֆորմատորի ելքը նույնպես նախագծված է, մեղմ ասած, չափազանց օրիգինալ - հոսանքի աճով 15-րդ քորոցում, որը սխալի ուժեղացուցիչի ինվերտային մուտքն է, R18 ռեզիստորի կողմից առաջացած լարման հետ միասին: R20-ի բաժանարարը կնվազի: Իհարկե, այս ելքի վրա լարման նվազումը կհանգեցնի սխալի ուժեղացուցիչի լարման ավելացմանը, որն իր հերթին կկրճատի կառավարման իմպուլսները: Այնուամենայնիվ, R18-ը ուղղակիորեն միացված է առաջնային էներգիայի ավտոբուսին, և այս ավտոբուսում տեղի ունեցող ամբողջ քաոսն ուղղակիորեն կազդի գերբեռնվածության պաշտպանության աշխատանքի վրա:
Ելքային լարման կայունացման կարգավորումն ավարտված է... Դե, սկզբունքորեն, նույնն է, ինչ հոսանքի մասի գործարկումը... Փոխարկիչը գործարկելուց հետո, հենց որ ելքային լարումը հասնի այն արժեքին, որով օպտոկապլեր LED U1.2-ը սկսում է վառվել, բացվում է օպտոկապլերային տրանզիստորը U1.1: Դրա բացումը հանգեցնում է R10-ի և R11-ի վրա բաժանարարի կողմից ստեղծված լարման նվազմանը: Սա իր հերթին հանգեցնում է սխալի ուժեղացուցիչի ելքային լարման նվազմանը, քանի որ այս լարումը միացված է ուժեղացուցիչի ոչ շրջվող մուտքին: Դե, քանի որ սխալի ուժեղացուցիչի ելքի վրա լարումը նվազում է, վերահսկիչը սկսում է մեծացնել իմպուլսի տևողությունը, դրանով իսկ մեծացնելով օպտոկապլեր LED-ի պայծառությունը, որն էլ ավելի է բացում ֆոտոտրանզիստորը և էլ ավելի մեծացնում իմպուլսի տևողությունը: Դա տեղի է ունենում այնքան ժամանակ, մինչև ելքային լարումը հասնի առավելագույն հնարավոր արժեքին:
Ընդհանրապես, սխեման այնքան օրիգինալ է, որ այն կարող ես տալ միայն քո թշնամուն կրկնելու համար, և այս մեղքի համար քեզ երաշխավորված է հավիտենական տանջանք Դժոխքում: Չգիտեմ՝ ով է մեղավոր... Անձամբ ինձ մոտ տպավորություն է ստեղծվել, որ սա ինչ-որ մեկի կուրսային աշխատանքն է, կամ գուցե դիպլոմ, բայց չեմ ուզում հավատալ, քանի որ եթե հրապարակվել է, նշանակում է՝ դա եղել է. պաշտպանված է, իսկ դա նշանակում է, որ որակավորումը դասախոսական կազմը շատ ավելի վատ վիճակում է, քան ես կարծում էի...

Ավտոմոբիլային լարման փոխարկիչի չորրորդ տարբերակը.
Չեմ ասի, որ դա իդեալական տարբերակ է, այնուամենայնիվ, ժամանակին ես իմ ձեռքն եմ ունեցել այս սխեմայի մշակման մեջ: Այստեղ անմիջապես հանգստացնողի մի փոքր մասը՝ տասնհինգ և տասնվեց քորոցները միացված են միասին և միացված են ընդհանուր մետաղալարով, չնայած տրամաբանորեն տասնհինգերորդ քորոցը պետք է միացվի տասնչորսերորդին: Այնուամենայնիվ, երկրորդ սխալի ուժեղացուցիչի մուտքերի հիմնավորումը որևէ կերպ չի ազդել աշխատանքի վրա: Հետևաբար, ես կթողնեմ ձեր հայեցողությանը, թե որտեղ պետք է միացնել տասնհինգերորդ կապը:

Այս շղթայում շատ ինտենսիվ օգտագործվում է ներքին կայունացուցիչի հինգ վոլտ ելքը: Հինգ վոլտը կազմում է հղման լարումը, որի հետ համեմատվելու է ելքային լարումը: Դա արվում է R8 և R2 ռեզիստորների միջոցով: Հղման լարման ալիքը նվազեցնելու համար R2-ին զուգահեռ միացված է C1 կոնդենսատորը: Քանի որ R8 և R2 ռեզիստորները նույնն են, հղման լարումը երկուսուկես վոլտ է:
Փափուկ մեկնարկի համար օգտագործվում է նաև հինգ վոլտ - կոնդենսատոր C6, միացման պահին, հակիրճ ձևավորում է հինգ վոլտ կարգավորիչի չորրորդ պին, այսինքն. Մինչ այն լիցքավորվում է, կառավարման իմպուլսների միջև հարկադիր դադարների ժամանակը տատանվում է առավելագույնից մինչև անվանական արժեք:
Նույն հինգ վոլտը միացված է DA օպտոկուզլերի ֆոտոտրանզիստորի կոլեկտորին, և դրա թողարկիչը, R5-ի և R4-ի վրա փոքր բաժանարարի միջոցով, միացված է առաջին սխալի ուժեղացուցիչի ոչ ինվերտացիոն մուտքին՝ 1-ին: Pin 2-ը. կապված է սխալի ուժեղացուցիչի ելքից բացասական արձագանքի հետ: Հետադարձ կապը տրամադրվում է C2 կոնդենսատորի կողմից, որը դանդաղեցնում է կարգավորիչի արձագանքը, որի հզորությունը կարող է տատանվել տասը նանոֆարադից մինչև վաթսունութ նանոֆարադ:
Կարգավորիչի ելքային փուլը գործում է կրկնող ռեժիմով, իսկ ընթացիկ ուժեղացումը արտադրվում է VT3-VT6 տրանզիստորի վարորդի բեմի միջոցով: Իհարկե, վարորդական փուլի հզորությունը բավարար է մեկից ավելի ուժային տրանզիստորներ կառավարելու համար, փաստորեն, սա այն է, ինչի վրա դրվել է խաղադրույքը. վերջում պարզվեց, որ դա այնքան էլ հարմար չէ: Հետևաբար, տպագիր հաղորդիչները տեղափոխվեցին հիմնական տախտակ, և տրանսֆորմատորները և, իհարկե, ուժային տրանզիստորները, արդեն տատանվում էին տախտակը երկարացնելու միջոցով:
Էլեկտրաէներգիայի տրանսֆորմատորը տրանզիստորներին միացված է ընթացիկ տրանսֆորմատորի միջոցով, որը պատասխանատու է գերբեռնվածության պաշտպանության ֆունկցիոնալության համար: Սնաբբերներ այս տարբերակում չեն տեղադրվել՝ օգտագործվել են լուրջ ռադիատորներ։
Հենց որ UPR տերմինալում հայտնվում է լարում, որը թույլ է տալիս փոխարկիչին աշխատել, բացվում է VT2 տրանզիստորը, որն իր հերթին մղում է VT1-ին հագեցվածության: VT1-ի թողարկիչում կա 15-ին ինտեգրված կայունացուցիչից լարում, որը հեշտությամբ անցնում է VD5 ​​դիոդից սնվող սնուցման լարումը, քանի որ այն ցածր է կայունացման լարումից: Տասներկու վոլտ հիմնական մատակարարման լարումը մատակարարվում է այս դիոդին R28 ռեզիստորի միջոցով: Բացելուց հետո VT1-ը էներգիա է մատակարարում կարգավորիչին և վարորդի տրանզիստորներին, և փոխարկիչը միանում է: Հենց որ իմպուլսները հայտնվում են ուժային տրանսֆորմատորի վրա, դրա ոլորուն լարումը հասնում է հիմնական սնուցման կրկնակի արժեքին, և այն, անցնելով VD4 և VD6 դիոդներով, մատակարարվում է կայունացուցիչի մուտքին 15 վոլտով: Այսպիսով, փոխարկիչը գործարկելուց հետո վերահսկիչը սնուցվում է կայունացված հզորությամբ: Շղթայի այս դիզայնը թույլ է տալիս պահպանել փոխարկիչի կայուն աշխատանքը նույնիսկ վեցից յոթ վոլտ սնուցման դեպքում:
Ելքային լարման կայունացումն իրականացվում է DA optocoupler-ի LED-ի փայլի մոնիտորինգով, որի LED-ը միացված է դրան դիմադրողական բաժանարարի միջոցով: Ավելին, ելքային լարման միայն մեկ թեւն է կառավարվում։ Երկրորդ թեւի կայունացումն իրականացվում է մագնիսական միացման միջոցով, որը տեղի է ունենում ինդուկտիվության միջուկում L2 և L3, քանի որ այս ֆիլտրը պատրաստված է նույն միջուկի վրա: Հենց որ ելքային լարման դրական թևի բեռը մեծանում է, միջուկը սկսում է մագնիսանալ, և արդյունքում, դիոդային կամրջից բացասական լարման համար ավելի դժվար է հասնել փոխարկիչի ելքին՝ բացասական լարմանը։ սկսում է ձախողվել, և optocoupler LED- ն արձագանքում է դրան, ստիպելով վերահսկիչին մեծացնել կառավարման իմպուլսների տևողությունը: Այլ կերպ ասած, բացի ֆիլտրման գործառույթներից, խեղդուկը գործում է որպես խմբային կայունացման խեղդուկ և աշխատում է ճիշտ այնպես, ինչպես դա անում է համակարգչային սնուցման սարքերում, կայունացնելով միանգամից մի քանի ելքային լարումներ:
Ծանրաբեռնվածության պաշտպանությունը փոքր-ինչ կոպիտ է, բայց, այնուամենայնիվ, բավականին ֆունկցիոնալ: Պաշտպանության շեմը ճշգրտվում է R26 դիմադրությամբ: Հենց որ հոսանքի տրանզիստորների միջով հոսանքը հասնում է կրիտիկական արժեքի, ընթացիկ տրանսֆորմատորից լարումը բացում է թրիստոր VS1-ը և այն շեղում է հսկիչ լարումը UPR տերմինալից դեպի հող՝ դրանով իսկ հեռացնելով մատակարարման լարումը կարգավորիչից: Բացի այդ, R19 ռեզիստորի միջոցով C7 կոնդենսատորը արագորեն լիցքաթափվում է, որի հզորությունը դեռ ավելի լավ է կրճատվել մինչև 100 μF:
Գործարկված պաշտպանությունը վերականգնելու համար անհրաժեշտ է հեռացնել, այնուհետև նորից լարումը կիրառել կառավարման տերմինալին:
Այս փոխարկիչի մեկ այլ առանձնահատկությունն այն է, որ էլեկտրական տրանզիստորների դարպասներում կոնդենսատոր-դիմադրողական լարման վարորդի օգտագործումը: Տեղադրելով այս շղթաները՝ հնարավոր եղավ հասնել դարպասների վրա բացասական լարման, որը նախատեսված է արագացնելու ուժային տրանզիստորների փակումը։ Այնուամենայնիվ, տրանզիստորների փակման այս մեթոդը չհանգեցրեց ոչ արդյունավետության բարձրացմանը, ոչ էլ ջերմաստիճանի նվազմանը, նույնիսկ սնուցիչների օգտագործմամբ, և այն լքվեց - ավելի քիչ մասեր - ավելի հուսալիություն:

Դե, վերջինը, հինգերորդ մեքենայի փոխարկիչ. Այս սխեման նախորդի տրամաբանական շարունակությունն է, բայց հագեցած է լրացուցիչ գործառույթներով, որոնք բարելավում են իր սպառողական հատկությունները: REM կառավարման լարումը մատակարարվում է վերականգնվող 85 աստիճան ջերմային ապահովիչ KSD301-ի միջոցով, որը տեղադրված է փոխարկիչի ջերմատախտակի վրա: Իդեալում, պետք է լինի մեկ ռադիատոր ինչպես հզորության ուժեղացուցիչի, այնպես էլ լարման փոխարկիչի համար:

Եթե ​​ջերմային ապահովիչների կոնտակտները փակ են, այսինքն. ջերմաստիճանը ութսունհինգ աստիճանից պակաս է, այնուհետև REM տերմինալից հսկիչ լարումը բացում է VT14 տրանզիստորը, որն իր հերթին բացում է VT13 և տասներկու վոլտ հիմնական էներգիայի աղբյուրից մատակարարվում է տասնհինգ վոլտ KRENKI-ի մուտքին: Քանի որ մուտքային լարումը ցածր է, քան Krenka կայունացման լարումը, այն իր ելքում կհայտնվի գրեթե անփոփոխ. միայն կարգավորող տրանզիստորի անկումը կբերի փոքր անկում: Krenka-ից էլեկտրաէներգիան մատակարարվում է հենց կարգավորիչին և VT4-VT7 վարորդական փուլի տրանզիստորներին: Հենց որ ներքին հինգ վոլտ կայունացուցիչը լարում է արտադրում, C6 կոնդենսատորը սկսում է լիցքավորվել՝ նվազեցնելով կառավարման իմպուլսների միջև դադարների տևողությունը։ Վերահսկիչ իմպուլսները կսկսեն բացել ուժային տրանզիստորները տրանսֆորմատորի երկրորդական ոլորունների վրա և կսկսեն բարձրացնել արդյունավետ արժեքը. Առաջին երկրորդական ոլորունից 24 վոլտ լարումը միջին կետով ուղղիչի միջով կհասնի C18 կոնդենսատորի դրական տերմինալին և քանի որ դրա լարումը մեծ է, քան հիմնական տասներկու վոլտ VD13 դիոդը, կփակվի, և այժմ կարգավորիչը սնուցվելու է երկրորդական ոլորուն ինքնին: Բացի այդ, քսանչորս վոլտը տասնհինգից ավելի է, հետևաբար գործարկվելու է տասնհինգ վոլտ կայունացուցիչը, և այժմ կարգավորիչը սնուցվելու է կայունացված լարման միջոցով:
Երբ հսկիչ իմպուլսները մեծանում են, արդյունավետ լարման արժեքը կբարձրանա երկրորդ երկրորդական ոլորման վրա, և հենց որ այն հասնի այն արժեքին, որով սկսում է վառվել DA optocoupler-ի LED-ը, ֆոտոտրանզիստորը կսկսի բացվել, և համակարգը կսկսի ձեռք բերել: կայուն վիճակ - իմպուլսների տևողությունը կդադարի աճել, քանի որ ֆոտոտրանզիստորի թողարկիչը միացված է վերահսկիչի սխալի ուժեղացուցիչի ոչ շրջվող ելքին: Բեռը մեծանալուն պես ելքային լարումը կսկսի ընկնել, բնականաբար, LED-ի պայծառությունը կսկսի նվազել, լարումը կարգավորիչի առաջին քորոցում նույնպես կնվազի, և կարգավորիչը կավելացնի իմպուլսի տևողությունը այնքան, որ վերականգնի կրկին LED- ի պայծառությունը:
Ելքային լարումը վերահսկվում է բացասական կողմում, իսկ դրական կողմում սպառման փոփոխությունների արձագանքն իրականացվում է L1 խմբի կայունացման խեղդուկի շնորհիվ: Վերահսկվող լարման արձագանքը արագացնելու համար բացասական թեւը լրացուցիչ բեռնվում է R38 ռեզիստորով: Այստեղ մենք պետք է անհապաղ վերապահում կատարենք. կարիք չկա չափազանց մեծ էլեկտրոլիտներ կցել երկրորդական էլեկտրամատակարարմանը, բարձր փոխակերպման հաճախականություններում դրանք քիչ օգուտ ունեն, բայց դրանք կարող են էական ազդեցություն ունենալ ընդհանուր կայունացման գործակցի վրա, որպեսզի լարումը դրական թեւում սկսում է աճել, եթե բեռը մեծանում է, բացասական ուսի լարումը նույնպես պետք է նվազի: Եթե ​​բացասական թեւում սպառումը մեծ չէ, և C24 կոնդենսատորի հզորությունը բավականին մեծ է, ապա այն բավականին երկար ժամանակ կթափվի, և հսկիչը ժամանակ չի ունենա հետևելու, որ լարումը ձախողվել է դրական թևի վրա: .
Հենց այս պատճառով է, որ խստորեն խորհուրդ է տրվում տեղադրել ոչ ավելի, քան 1000 μF ուսի մեջ՝ հենց փոխարկիչի տախտակի վրա, և 220...470 μF՝ ուժային ուժեղացուցիչների տախտակների վրա և ոչ ավելին:
Ձայնային ազդանշանի գագաթնակետերում էներգիայի պակասը պետք է փոխհատուցվի տրանսֆորմատորի ընդհանուր հզորությամբ:
Ծանրաբեռնված պաշտպանությունը կատարվում է հոսանքի տրանսֆորմատորի վրա, որից լարումը ուղղվում է VD5 ​​և VD6 դիոդներով և գնում դեպի զգայունության կարգավորիչ R26: Հաջորդը, անցնելով VD4 դիոդով, որը ամպլիտուդի մի տեսակ սահմանափակող է, լարումը հասնում է VT8 տրանզիստորի հիմքին: Այս տրանզիստորի կոլեկտորը միացված է VT2-VT3-ի վրա հավաքված Schmidt ձգանի մուտքին և հենց բացվում է VT8 տրանզիստորը, այն փակում է VT3-ը։ VT3 կոլեկտորի լարումը կավելանա, և VT2-ը կբացվի՝ բացելով VT1-ը:
Ե՛վ ձգանը, և՛ VT1-ը սնուցվում են կարգավորիչի հինգ վոլտ կայունացուցիչից, և երբ VT1-ը բացվում է, հինգ վոլտ անցնում է կարգավորիչի տասնվեցերորդ քորոցին՝ կտրուկ նվազեցնելով կառավարման իմպուլսների տևողությունը: Նաև VD3 դիոդի միջոցով հինգ վոլտը հասնում է չորրորդ պինդին, ավելացնելով հարկադիր դադարների ժամանակը առավելագույն հնարավոր արժեքին, այսինքն. Կառավարման իմպուլսները կրճատվում են միանգամից երկու եղանակով՝ սխալի ուժեղացուցիչի միջոցով, որը չունի բացասական արձագանք և աշխատում է որպես համեմատիչ՝ գրեթե ակնթարթորեն նվազեցնելով իմպուլսի տևողությունը, և դադարի տևողության վարորդի միջոցով, որն այժմ լիցքաթափված կոնդենսատորի միջոցով կ սկսեք աստիճանաբար ավելացնել իմպուլսի տևողությունը, և եթե ծանրաբեռնվածությունը դեռ շատ մեծ է, պաշտպանությունը նորից կաշխատի VT8-ի բացվելուն պես: Այնուամենայնիվ, VT2-VT3-ի ձգանն ունի ևս մեկ խնդիր. այն վերահսկում է 12 վոլտ հիմնական առաջնային լարման արժեքը և հենց որ այն դառնում է 9-10 վոլտից պակաս, որը մատակարարվում է VT3 բազային R21 և R22 ռեզիստորների միջոցով, կողմնակալությունը: բավարար չի լինի, և VT3-ը կփակվի, բացելով VT2 և VT1: Կարգավորիչը կկանգնի, և երկրորդական հոսանքը կկորչի:
Այս մոդուլը հնարավորություն է տալիս գործարկել մեքենան, եթե հանկարծ դրա տերը որոշի երաժշտություն լսել, երբ մեքենան չի աշխատում, ինչպես նաև պաշտպանում է հզորության ուժեղացուցիչը հանկարծակի լարման անկումից, երբ գործարկվում է մեքենայի մեկնարկը. փոխարկիչը պարզապես սպասում է կրիտիկական պահին: սպառումը, պաշտպանելով և՛ հզորության ուժեղացուցիչը, և՛ սեփական սնուցման անջատիչները:
Այս փոխարկիչի տպագիր տպատախտակի նկարը, և կա երկու տարբերակ՝ մեկ և երկու տրանսֆորմատոր:
Ինչու՞ երկու տրանսֆորմատոր:
Ավելի շատ ուժ ստանալու համար: Փաստն այն է, որ ավտոմոբիլային փոխարկիչներում տրանսֆորմատորի ընդհանուր հզորությունը սահմանափակվում է տասներկու վոլտ մատակարարման լարմամբ, ինչը պահանջում է տրանսֆորմատորի վրա որոշակի քանակությամբ պտույտներ: Օղակը պետք է ունենա առնվազն չորս պտույտ առաջնային կիսաոլորունում, w-աձև ֆերիտի համար, պտույտների քանակը կարող է կրճատվել մինչև երեք:

Այս սահմանափակումն առաջին հերթին պայմանավորված է նրանով, որ ավելի փոքր թվով պտույտների դեպքում մագնիսական դաշտն այլևս չի դառնում միատեսակ և տեղի են ունենում չափազանց մեծ կորուստներ: Սա նաև նշանակում է, որ հնարավոր չէ փոխակերպման հաճախականությունը բարձրացնել ավելի բարձր հաճախականությունների, դուք ստիպված կլինեք կրճատել պտույտների քանակը, և դա անթույլատրելի է:
Այսպիսով, պարզվում է, որ ընդհանուր հզորությունը սահմանափակվում է առաջնային ոլորման պտույտների քանակով և փոխակերպման փոքր հաճախականության միջակայքով. դուք չեք կարող իջնել 20 կՀց-ից ցածր, փոխարկիչի միջամտությունը չպետք է լինի աուդիո տիրույթում, քանի որ դրանք կլինեն: ամեն ջանք գործադրեք բարձրախոսների մեջ լսելի լինելու համար:
Դուք նույնպես չեք կարող բարձրանալ 40 կՀց-ից, առաջնային ոլորուն պտույտների թիվը դառնում է չափազանց փոքր:
Եթե ​​ցանկանում եք ավելի շատ հզորություն ստանալ, ապա միակ լուծումը մնում է տրանսֆորմատորների քանակի ավելացումն է, իսկ երկուսը հեռու է առավելագույն հնարավորից:
Բայց այստեղ մեկ այլ հարց է առաջանում՝ ինչպե՞ս վերահսկել բոլոր տրանսֆորմատորները։ Ես չեմ ուզում տեղադրել խմբակային կայունացման խեղդուկ կամ որոշակի թվով օպտիկա-կցորդիչներ տեղադրել: Հետեւաբար, միակ հսկողության մեթոդը մնում է երկրորդական ոլորունների սերիական միացում: Այս դեպքում սպառման անհավասարակշռությունը վերացվում է, և ելքային լարումը վերահսկելը շատ ավելի հեշտ է, այնուամենայնիվ, առավելագույն ուշադրություն պետք է դարձնել տրանսֆորմատորների հավաքմանը և փուլավորմանը:
Այժմ մի փոքր շղթայի և տախտակի միջև եղած տարբերությունների մասին: Փաստն այն է, որ այս սկզբունքով նշվում են շղթայի միայն ամենահիմնական կետերը, մինչդեռ տպված էջում տարրերը դասավորված են ըստ իրականության: Օրինակ, տպատախտակի վրա էլեկտրասնուցման համար ֆիլմի կոնդենսատորներ չկան, բայց տախտակի վրա կան մի քանիսը: Իհարկե, նրանց համար մոնտաժային անցքերը կատարվում են ըստ մշակման պահին առկա կոնդենսատորների չափերի: Իհարկե, եթե չկա 2,2 μF հզորություն, կարող եք օգտագործել 1 μF, բայց ոչ ցածր, քան 0,47 μF:
Սնուցման առումով շղթայում տեղադրված են նաև 4700 uF էլեկտրոլիտներ, բայց դրանց փոխարեն տախտակի վրա կա 2200 uF 25 վոլտ կոնդենսատորների մի ամբողջ հավաքածու, և կոնդենսատորները պետք է լինեն ցածր ESR-ով, դրանք նույնն են, որոնք Վաճառողների կողմից տեղադրվել է որպես «մայր տախտակների համար»: Նրանք սովորաբար նշվում են կամ արծաթե կամ ոսկե ներկով: Եթե ​​հնարավոր է ձեռք բերել 3300 uF 25 վոլտ, ապա դա ավելի լավ կլինի, բայց մեր տարածքում դրանք բավականին հազվադեպ են:
Մի քանի խոսք ենթադրյալ ցատկողների մասին. սրանք ցատկերներ են, որոնք իրենց հետ կապում են հետքերը: Դա արվել է մի պատճառով. տախտակի վրա պղնձի հաստությունը սահմանափակ է, և հաղորդիչների միջով հոսող հոսանքը բավականին մեծ է, և դիրիժորի կորուստները փոխհատուցելու համար ուղին կամ բառացիորեն պետք է թափվի զոդով, և սա բավականին թանկ է մեր օրերում կամ կրկնօրինակվում է հոսանք կրող հաղորդիչների հետ՝ դրանով իսկ մեծացնելով հաղորդիչի ընդհանուր խաչմերուկը: Այս ցատկերները պատրաստված են մեկ միջուկային պղնձե մետաղալարից, որի խաչմերուկը առնվազն երկուսուկես քառակուսի է, իդեալական, իհարկե, ավելի հաստ՝ չորս կամ վեց քառակուսի:
Երկրորդային ուժային դիոդային կամուրջ: Դիագրամը ցույց է տալիս դիոդներ TO-247 փաթեթում, տախտակը պատրաստված է TO-220 փաթեթում դիոդների օգտագործման համար: Դիոդների տեսակը ուղղակիորեն կախված է բեռի մեջ պլանավորված հոսանքից, և, իհարկե, ավելի լավ է ընտրել ավելի արագ դիոդներ. ավելի քիչ ինքնաջեռուցում կլինի:
Հիմա մի քանի խոսք ոլորուն մասերի մասին։
Շղթայում ամենակասկածելին հոսանքի տրանսֆորմատորն է. առաջնային ոլորուն հաստ լարերով թվում է, թե դժվար կլինի կես պտույտ քամել և նույնիսկ տարբեր ուղղություններով: Փաստորեն, սա ոլորուն մասերի ամենապարզ բաղադրիչն է: Ընթացիկ տրանսֆորմատոր պատրաստելու համար օգտագործվում է հեռուստատեսային էներգիայի մատակարարման ֆիլտր, եթե Հանկարծ հնարավոր չեղավ գտնել այն, ապա կարող եք օգտագործել ՑԱՆԿԱՑԱԾ w-աձև ֆերիտային միջուկ, օրինակ՝ հանգցնող տրանսֆորմատոր համակարգչային էլեկտրամատակարարումից: Միջուկը տասից քսան րոպե տաքանում է մինչև 110-120 աստիճան, իսկ հետո ճաքում։ Պտուտակները հանվում են, շրջանակի վրա պտտվում է երկրորդական ոլորուն՝ բաղկացած 80-120 պտույտից՝ 0,1...0,2 մմ մետաղալարից, բնականաբար երկու մասի ծալված։ Այնուհետև մեկ ոլորուն սկիզբը միացված է երկրորդի վերջին, լարերը ամրացվում են ձեզ հարմար ցանկացած ձևով, և ոլորունով շրջանակը դրվում է միջուկի կեսին: Այնուհետև առաջնային ոլորուն մի կապոցը դրվում է մեկ պատուհանում, երկրորդը՝ երեք անգամ, իսկ միջուկի երկրորդ կեսը դրվում է։ Այսքանը: Երկու ոլորուն կես պտույտ առաջնային և 100 պտույտ երկրորդականում: Ինչու՞ պտույտների թիվը հստակ նշված չէ: Շրջադարձերի քանակը պետք է լինի այնպիսին, որ R27 ռեզիստորը առավելագույն հոսանքների դեպքում արտադրի երեքից հինգ վոլտ: Բայց ես չգիտեմ, թե ինչ հոսանք կհամարեք առավելագույնը, ինչ տրանզիստորներ կօգտագործեք: Իսկ R27-ի վրա լարման արժեքը միշտ կարելի է կարգավորել՝ ընտրելով հենց այս ռեզիստորի արժեքը: Հիմնական բանը այն է, որ ընթացիկ տրանսֆորմատորը ծանրաբեռնված է երկրորդական ոլորուն վրա, և դրա համար անհրաժեշտ է առնվազն 60-70 պտույտ երկրորդականում, այս դեպքում միջուկի նվազագույն ջեռուցում կլինի:

Choke L2-ը տեղադրվել է համապատասխան չափի հեռուստացույցների անջատիչ էլեկտրամատակարարման ուժային տրանսֆորմատորի միջուկի վրա: Սկզբունքորեն, այն կարող է փաթաթվել համակարգչի էլեկտրամատակարարման տրանսֆորմատորից միջուկի վրա, բայց դուք ստիպված կլինեք ստեղծել 0,5 ... 0,7 մմ ոչ մագնիսական բացվածք: Այն ստեղծելու համար բավական է շրջանակի ներս գցել համապատասխան տրամագծով ոլորուն մետաղալարից ԱՆՓԱԿ օղակը՝ միջուկի կեսը տեղադրված։
Ինդուկտորը պտտվում է մինչև այն լցված, բայց դուք պետք է հաշվարկեք, թե որ մետաղալարն օգտագործել: Անձամբ ես նախընտրում եմ աշխատել կամ ամրագոտիներով կամ ժապավենով: Ժապավենը, իհարկե, ավելի կոմպակտ է, դրա օգնությամբ ձեռք է բերվում ոլորման շատ բարձր խտություն, բայց դրա արտադրությունը շատ ժամանակ է պահանջում, և, իհարկե, սոսինձը ճանապարհին չի պառկում: Փաթեթ պատրաստելը շատ ավելի հեշտ է. դա անելու համար պարզապես պարզեք հաղորդիչի մոտավոր երկարությունը, մի քանի անգամ ծալեք մետաղալարը, այնուհետև օգտագործեք փորվածք՝ այն կապոցի մեջ պտտելու համար:
Ինչ տեսակի և ինչքա՞ն մետաղալար պետք է օգտագործեմ: Դա կախված է վերջնական արտադրանքի պահանջներից: Այս դեպքում մենք խոսում ենք ավտոմոբիլային տեխնոլոգիայի մասին, որն ըստ սահմանման ունի շատ վատ հովացման պայմաններ, հետևաբար ինքնաջեռուցումը պետք է նվազագույնի հասցվի, և դրա համար անհրաժեշտ է հաշվարկել հաղորդիչի խաչմերուկը, որի դեպքում այն ​​չի տաքանա: շատ, կամ ընդհանրապես ոչ: Վերջինն իհարկե նախընտրելի է, բայց դա չափերի մեծացում է առաջացնում, իսկ մեքենան Ikarus չէ, որը շատ տեղ ունի։ Հետևաբար, մենք ելնելու ենք նվազագույն ջեռուցումից։ Իհարկե, դուք կարող եք օդափոխիչներ տեղադրել այնպես, որ նրանք ուժով օդը փչեն և՛ ուժեղացուցիչի, և՛ փոխարկիչի միջով, բայց մեր ճանապարհների փոշին ցավոտ արագ սպանում է երկրպագուներին, ուստի ավելի լավ է պարել բնական սառեցմամբ և հիմք ընդունել երեքի լարումը: ամպեր հաղորդիչի խաչմերուկի քառակուսի միլիմետրի համար: Սա բավականին տարածված լարում է, որը խորհուրդ է տրվում հաշվի առնել ավանդական տրանսֆորմատորի արտադրության ժամանակ, օգտագործելով w- ձևավորված երկաթ: Իմպուլսային սարքերի համար խորհուրդ է տրվում օգտագործել հինգից վեց ամպեր մեկ քառակուսի միլիմետրի համար, բայց դա ենթադրում է լավ օդի կոնվեկցիա, և մեր գործը փակ է, ուստի մենք դեռ երեք ամպեր ենք վերցնում:
Համոզվա՞ծ եք, որ երեքն ավելի լավն է: Եվ հիմա եկեք հաշվի առնենք այն փաստը, որ ուժեղացուցիչի բեռը հաստատուն չէ, քանի որ ոչ ոք չի լսում մաքուր սինուսային ալիքը և նույնիսկ մոտ է սեղմմանը, ուստի ջեռուցումն անընդհատ չի առաջանա, քանի որ ուժեղացուցիչի հզորության արդյունավետ արժեքը առավելագույնի մոտավորապես 2/3-ն է: Հետևաբար, լարվածությունը կարող է մեծանալ երեսուն տոկոսով առանց որևէ ռիսկի, այսինքն. հասցնել այն չորս ամպերի մեկ քառակուսի միլիմետրի համար:
Եվս մեկ անգամ՝ թվերը ավելի լավ հասկանալու համար։ Սառեցման պայմանները զզվելի են, մետաղալարը սկսում է տաքանալ բարձր հոսանքներից, եթե այն շատ բարակ է, իսկ եթե դեռ փաթաթված է կծիկի մեջ, ինքն իրեն տաքանում է։ Խնդիրը լուծելու համար մենք սահմանում ենք լարումը երկուսուկես-երեք ամպերի մեկ քառակուսի միլիմետրի վրա, եթե բեռը հաստատուն է, եթե մենք սնուցում ենք հզորության ուժեղացուցիչը, ապա լարումը բարձրացնում ենք չորսից չորսուկես; ամպեր հաղորդիչի խաչմերուկի քառակուսի միլիմետրի համար:
Այժմ մենք գործարկում ենք Excel-ը, հուսով եմ, որ բոլորն ունեն այդպիսի հաշվիչ, և վերևի տողում մենք գրում ենք հերթականությամբ՝ «Լարման», ապա «Լարի տրամագիծը», ապա «Լարերի թիվը», ապա «Առավելագույն հոսանք» և վերջին բջիջում։ "Ուժ". Մենք գնում ենք հաջորդ տողի սկիզբ և գրում ենք թիվ երեքը, թող առայժմ լինի երեք ամպեր մեկ քառակուսի միլիմետրում։ Հաջորդ վանդակում գրում ենք թիվ մեկը, թող լինի առայժմ մեկ միլիմետր տրամագծով մետաղալար։ Հաջորդ բջիջում մենք գրում ենք տասը, սա կլինի ամրագոտու լարերի թիվը:
Բայց հետո կան բջիջներ, որոնցում կլինեն բանաձևեր։ Նախ, եկեք հաշվարկենք խաչմերուկը: Դա անելու համար տրամագիծը բաժանեք 2-ով - մեզ շառավիղ է պետք: Հետո շառավիղը բազմապատկում ենք շառավղով, ամեն դեպքում, որպեսզի մեր հաշվիչը չթուլանա, վերցնում ենք շառավիղների հաշվարկը փակագծերում և այս ամենը բազմապատկում ենք pi թվով։ Արդյունքում մենք ստանում ենք pi er քառակուսի, այսինքն. շրջանագծի տարածքը, որը հաղորդիչի խաչմերուկն է: Այնուհետև, առանց բջիջի խմբագրումը թողնելու, մենք ստացված արդյունքը բազմապատկում ենք մեր մետաղալարերի տրամագծով և բազմապատկում լարերի քանակով: Սեղմեք ENTER և տեսեք մի շարք տասնորդական թվերով: Նման մեծ ճշգրտության կարիք չկա, ուստի մենք մեր արդյունքը կլորացնում ենք մեկ տասնորդական կետով և դեպի վեր, այնպես որ փոքր տեխնոլոգիական մարժան լինի: Դա անելու համար գնացեք խմբագրելու բջիջը, ընտրեք մեր բանաձևը և սեղմեք CONTROL X - cut, ապա սեղմեք FORMULA կոճակը և MATH տողում ընտրեք ROUND UP: Երկխոսության տուփ է հայտնվում՝ հարցնելով, թե ինչ կլորացնել և քանի թվանշան: Տեղադրեք կուրսորը վերին պատուհանում և CONTROL VE տեղադրեք նախկինում կտրված բանաձևը, իսկ ստորին պատուհանում մենք դնում ենք մեկը, այսինքն. Կլորացրեք մինչև մեկ տասնորդական տեղ և սեղմեք OK: Այժմ վանդակում կա մեկ թվանշան տասնորդական կետից հետո:
Մնում է բանաձևը տեղադրել վերջին բջիջում, լավ, այստեղ ամեն ինչ պարզ է `Օհմի օրենքը: Մենք ունենք առավելագույն հոսանքը, որը մենք կարող ենք օգտագործել, և թող բեռնատարի լարումը լինի տասներկու վոլտ, չնայած, երբ մեքենան աշխատում է, այն մոտ տասներեք և ավել է, բայց դա հաշվի չի առնում միացնող լարերի անկումը: Ստացված հոսանքը մենք բազմապատկում ենք 12-ով և ստանում ենք առավելագույն հաշվարկված հզորությունը, որը կառաջացնի հաղորդիչի թեթև տաքացում, ավելի ճիշտ՝ մեկ միլիմետր տրամագծով տասը լարերից բաղկացած կապոց։
Ես չեմ պատասխանի «Ես նման կոճակ չունեմ, ես խմբագրման գիծ չունեմ» հարցերին, ես արդեն հանել եմ այն ​​և տեղադրել եմ ավելի մանրամասն նկարագրություն Excel-ի օգտագործման սնուցման աղբյուրները հաշվարկելիս.

Վերադառնանք մեր արհեստին. Մենք պարզեցինք ամրագոտիների լարերի տրամագիծը և դրանց թիվը: Նույն հաշվարկները կարող են օգտագործվել տրանսֆորմատորի ոլորուններում անհրաժեշտ ամրագոտիները որոշելիս, բայց լարումը կարող է ավելացվել մինչև հինգից վեց ամպեր մեկ քառակուսի միլիմետրի համար. մեկ կիսաոլորուն աշխատում է ժամանակի հիսուն տոկոսով, այնպես որ այն ժամանակ կունենա սառչելու: Դուք կարող եք ոլորուն լարումը բարձրացնել մինչև յոթից ութ ամպեր, բայց այստեղ լարման անկումը զրահի ակտիվ դիմադրության վրա արդեն կսկսի ազդել, և մենք, կարծես, դեռ լավ արդյունավետություն ստանալու ցանկություն ունենք, ուստի ավելի լավ է չ .
Եթե ​​կան մի քանի ուժային տրանզիստորներ, ապա անմիջապես պետք է հաշվի առնել, որ ամրագոտիում լարերի քանակը պետք է լինի տրանզիստորների թվի բազմապատիկ. ամրագոտիները պետք է բաժանվեն ուժային տրանզիստորների քանակով, և դա շատ ցանկալի է: ունենալ ոլորուն միջով հոսող հոսանքների միասնական բաշխում.
Դե, կարծես հաշվարկները դասավորել ենք, կարող ենք սկսել ոլորել։ Եթե ​​սա կենցաղային օղակ է, ապա այն պետք է պատրաստվի, մասնավորապես, սուր անկյունները պետք է հիմնավորված լինեն, որպեսզի չվնասեն ոլորուն մետաղալարերի մեկուսացումը: Այնուհետև օղակը մեկուսացված է բարակ մեկուսիչով - այս նպատակով նպատակահարմար չէ օգտագործել էլեկտրական ժապավենը: Վինիլային արտահոսքը կախված կլինի ջերմաստիճանից, բայց գործվածքը չափազանց հաստ է: Իդեալում, ֆտորոպլաստիկ ժապավեն, բայց դուք այլևս հաճախ չեք տեսնում այն ​​վաճառքում: Thermosktch-ը վատ նյութ չէ, բայց այն փաթաթելը այնքան էլ հարմար չէ, չնայած որ եթե հասկանաք, արդյունքը բավականին լավ կլինի: Ժամանակին ես օգտագործել էի մեքենայի հակամանրախիճ - ուղղակի վրձինով ներկեցի, թողեցի չորանա, նորից ներկեցի և այդպես երեք շերտով։ Մեխանիկական հատկությունները վատ չեն, և այս մեկուսացման փոքր խզման լարումը չի ազդի շահագործման վրա. մեր դեպքում ամբողջ լարումը մեծ չէ: Երկրորդական ոլորուն նախ պտտվում է, քանի որ այն ավելի բարակ է և ավելի շատ պտույտներ ունի: Այնուհետեւ առաջնային ոլորուն է վերքը: Երկու ոլորունները միանգամից փաթաթվում են երկու ծալված կապոցների մեջ, ուստի շատ դժվար է սխալվել պտույտների քանակի հետ, որը պետք է լինի նույնը: Զուգագլուխները կանչվում և միացվում են պահանջվող հաջորդականությամբ:

Եթե ​​դուք չափազանց ծույլ եք զանգահարել կամ բավարար ժամանակ չունեք, ապա նախքան ոլորելը, թելերը կարելի է ներկել տարբեր գույներով: Դուք գնում եք տարբեր գույների մի զույգ մշտական ​​մարկեր, որոնց ներկի տարաների պարունակությունը բառացիորեն լվանում է լուծիչով, այնուհետև թելերը ծածկվում են այս ներկով գանգրացումից անմիջապես հետո: Ներկը շատ ամուր չի կպչում, բայց նույնիսկ եթե այն մաքրվում է ամրագոտու արտաքին լարերից, ներկը դեռ տեսանելի է ամրագոտու ներսում:
Գոյություն ունեն ոլորուն մասերը տախտակի վրա ամրացնելու մի քանի եղանակներ, և դա պետք է անել ոչ միայն ոլորուն մասերի միջոցով. բարձր էլեկտրոլիտները կարող են նաև կորցնել իրենց ոտքերը մշտական ​​ցնցումների պատճառով: Այսպիսով, ամեն ինչ կպչում է միասին: Դուք կարող եք օգտագործել պոլիուրեթանային սոսինձ, կարող եք օգտագործել մեքենայի կնիքները կամ կարող եք օգտագործել նույն հակախիճը: Վերջինիս գեղեցկությունը կայանում է նրանում, որ եթե ինչ-որ բան ապամոնտաժելու կարիք ունեք, կարող եք այն տրորել՝ վրան դնել 647 լուծիչով խիստ թաթախված լաթ, ամբողջը դնել պոլիէթիլենային տոպրակի մեջ և սպասել հինգից վեց ժամ: Հակախիճը փափկվում է լուծիչի գոլորշիներից և համեմատաբար հեշտ է հեռացնել:
Այսքանը ավտոմոբիլային փոխարկիչների համար է, եկեք անցնենք ցանցի փոխարկիչներին:
Նրանց համար, ովքեր խելացի լինելու անհագ ցանկություն ունեն, ասում են, բայց ոչինչ չեն հավաքել, ես անմիջապես կպատասխանեմ. ես իրականում կիսում եմ իմ փորձը և չեմ պարծենում, որ իբր փոխարկիչ եմ հավաքել, և այն աշխատում է: Կադրում փայլատակածը կա՛մ անհաջող տարբերակներն էին, որոնք չեն անցել վերջնական չափումները, կա՛մ նախատիպերը, որոնք ապամոնտաժվել են: Ես պատվիրելու համար անհատական ​​սարքերի արտադրությամբ չեմ զբաղվում, և եթե զբաղվում եմ, ապա առաջին հերթին այն պետք է հետաքրքրի անձամբ ինձ՝ կա՛մ շղթայի ձևավորումից, կա՛մ նյութից, բայց այստեղ ես պետք է մեծ հետաքրքրություն առաջացնեմ:

Ընդհանուր ստուգում.

Նախ անհրաժեշտ է ծանոթանալ էլեկտրամատակարարման սխեմայի հետ, եթե այն չի համապատասխանում, ապա ընտրեք ամենահարմարը: Էլեկտրաէներգիայի մատակարարումը ապամոնտաժելուց հետո ստուգեք առանցքային տրանզիստորները կարճ միացման համար (սովորաբար BUT11A), 1..3 օմ դիմադրությունները հիմքում բաց միացման համար, կամուրջը կարճ միացման/բաց միացման համար, նախնական ելքային տրանզիստորները կարճ միացման/բաց միացման համար, դիոդներ երկրորդական սխեմաներում խափանման համար: Սխալ մասերը փոխարինելուց հետո ստուգեք TL494 PWM չիպի սպասարկումը, եթե պարզվի, որ այն անսարք է, փոխարինեք այն: Ստուգելու համար ցանցին միանալիս պետք է ապահովիչի փոխարեն միացնել 100W 220V շիկացած լամպ (այնուհետև կարճ միացման դեպքում՝ շիկացած լամպը. պայծառկլուսավորվի, բայց եթե թույլ այրվի, ուրեմն կարճ միացում չկա ու հաջորդ միացումը կարելի է անել ապահովիչով), իսկ +5V ելքային շղթային ավելացվում է 2...5 օհմ 20 Վտ ծանրաբեռնվածության դիմադրություն։ Եթե ​​ամեն ինչ անձեռնմխելի է, ներառյալ արտաքին տեսքը, միացրեք էլեկտրամատակարարումը և ստուգեք տրանզիստորի Q1 կոլեկտորի մոտ +300 վոլտի առկայությունը:

օսցիլոգրամ Q1 էմիտերի վրա

TL494 միկրոսխեմայի և դրա անալոգների ստուգում: (M1114EU4, mPC494C, IR3M02):

Միկրոշրջանի ֆունկցիոնալությունը ստուգվում է անջատված էլեկտրամատակարարմամբ և 7-րդի նկատմամբ 12-րդ պինդին կիրառվող 12-րդ պինդին +9Վ...+15Վ լարմամբ արտաքին հոսանքի աղբյուրից սնվող IC: Բոլոր չափումները կատարվում են նաև 7-րդ քորոցի համեմատ: Բացի այդ, ավելի լավ է միացնել IC-ին՝ լարերը զոդելով, և չօգտագործելով «կոկորդիլոսներ», դա կապահովի շփման հուսալիությունը և կվերացնի կեղծ շփումների հնարավորությունը:

1. Արտաքին լարում կիրառելիս լարումը օսցիլոսկոպ ենք անում 14-րդ պինում, այն պետք է լինի +5V (+/-5%) և մնա կայուն, երբ լարումը 12-րդ պինում +9Վ-ից փոխվում է +15Վ-ի։ Եթե ​​դա տեղի չունենա, ապա ներքին լարման կարգավորիչը DA5 ձախողվել է:

2) Վերցրեք վոլտմետր և ստուգեք +5 վոլտ լարումը 14-րդ քորոցում, եթե այդ լարումը չկա կամ այն ​​զգալիորեն տարբերվում է 5 վոլտից, ապա միկրոսխեման կարելի է համարել անսարք:

3) Վերցրեք օսցիլոսկոպը և ստուգեք միկրոսխեմայի 5-րդ պտուտակի վրա սղոցի առկայությունը (տես օսցիլոսկոպ): Եթե ​​այս սղոցային զարկերակները չկան կամ դրանք տարբեր տեսք ունեն,

օսցիլոգրամ 5-րդ քորոցում

ապա դուք պետք է ստուգեք C14, R31 տարրերը: Այս տարրերի սպասարկելիությունը վկայում է բուն միկրոսխեմայի անսարքության մասին: Այն պետք է փոխարինվի!

4) Այնուհետև մենք ստուգում ենք ելքային ազդանշանների առկայությունը նույն միկրոսխեմայի 8-րդ և 11-րդ պտուտակների վրա (տես տատանվող)

8-րդ կապի ալիքի ձևը

ելքի օսցիլոգրամ 11

Եթե ​​այդ ազդանշանները չկան, ապա միկրոսխեման սխալ է:

Եթե ​​այս բոլոր թեստերը դրական են, ապա միկրոսխեման կարելի է սպասարկելի համարել:

Ժամանակակից աշխարհում անհատական ​​համակարգչի բաղադրիչների զարգացումն ու հնացումը տեղի է ունենում շատ արագ։ Միևնույն ժամանակ, ԱՀ-ի հիմնական բաղադրիչներից մեկը՝ ATX ձևի գործոնը, գործնականում վերջին 15 տարիների ընթացքում չի փոխել իր դիզայնը.

Հետևաբար, և՛ գերժամանակակից խաղային համակարգչի, և՛ հին գրասենյակային համակարգչի էլեկտրամատակարարումն աշխատում է նույն սկզբունքով և ունի անսարքությունների ախտորոշման ընդհանուր մեթոդներ:

Այս հոդվածում ներկայացված նյութը կարող է կիրառվել ցանկացած անհատական ​​համակարգչի էլեկտրամատակարարման համար՝ նվազագույն նրբերանգներով:

Տիպիկ ATX էլեկտրամատակարարման միացում ներկայացված է նկարում: Կառուցվածքային առումով այն դասական իմպուլսային միավոր է TL494 PWM կարգավորիչի վրա, որը գործարկվում է մայր տախտակի PS-ON (Power Switch On) ազդանշանով: Մնացած ժամանակահատվածում, մինչև PS-ON պտուտակը գետնին քաշվի, ակտիվ է միայն ելքի վրա +5 Վ լարմամբ սպասման աղբյուրը:

Եկեք ավելի սերտ նայենք ATX էլեկտրամատակարարման կառուցվածքին: Դրա առաջին տարրն է
:

Դրա խնդիրն է փոխակերպել փոփոխական հոսանքը ցանցից ուղիղ հոսանքի՝ PWM կարգավորիչի և սպասման ռեժիմի սնուցման համար: Կառուցվածքային առումով այն բաղկացած է հետևյալ տարրերից.

• Ապահովիչ F1պաշտպանում է էլեկտրալարերը և էլեկտրամատակարարումը գերծանրաբեռնվածությունից էլեկտրամատակարարման խափանման դեպքում, ինչը հանգեցնում է ընթացիկ սպառման կտրուկ աճի և, որպես հետևանք, ջերմաստիճանի կրիտիկական բարձրացման, որը կարող է հանգեցնել հրդեհի:
• Չեզոք շղթայում տեղադրված է պաշտպանիչ թերմիստոր, որը նվազեցնում է հոսանքի ալիքը, երբ էլեկտրամատակարարումը միացված է ցանցին:
• Հաջորդը տեղադրվում է աղմուկի զտիչ, որը բաղկացած է մի քանի խեղդուկներից ( L1, L2), կոնդենսատորներ ( C1, C2, C3, C4) և հակավերքի խեղդում Tr1. Նման ֆիլտրի անհրաժեշտությունը պայմանավորված է միջամտության զգալի մակարդակով, որը զարկերակային միավորը փոխանցում է էլեկտրամատակարարման ցանց. այս միջամտությունը ոչ միայն վերցվում է հեռուստատեսային և ռադիոընդունիչների կողմից, այլ որոշ դեպքերում կարող է հանգեցնել զգայուն սարքավորումների անսարքության: .
• Ֆիլտրի հետևում տեղադրվում է դիոդային կամուրջ, որը փոխակերպում է փոփոխական հոսանքը իմպուլսային ուղղակի հոսանքի: Ripple-ը հարթվում է կոնդենսատիվ-ինդուկտիվ ֆիլտրով:

Սպասման հոսանքի մատակարարումՑածր էներգիայի անկախ իմպուլսային փոխարկիչ է, որը հիմնված է T11 տրանզիստորի վրա, որը առաջացնում է իմպուլսներ մեկուսացման տրանսֆորմատորի և D24 դիոդի վրա կիսաալիքային ուղղիչի միջոցով, որը սնուցում է ցածր էներգիայի ինտեգրված լարման կայունացուցիչը 7805 չիպի վրա: ինչպես ասում են՝ ժամանակի ընթացքում փորձարկված, դրա էական թերությունը 7805 կայունացուցիչի վրա բարձր լարման անկումն է, ինչը հանգեցնում է ծանր բեռի տակ գերտաքացման: Այդ պատճառով սպասման աղբյուրից սնվող սխեմաների վնասը կարող է հանգեցնել դրա ձախողման և համակարգիչը միացնելու հետագա անհնարինության:

Զարկերակային փոխարկիչի հիմքն է PWM կարգավորիչ. Այս հապավումն արդեն մի քանի անգամ հիշատակվել է, բայց չի վերծանվել։ PWM-ը իմպուլսային լայնության մոդուլյացիա է, այսինքն՝ փոխելով լարման իմպուլսների տեւողությունը իրենց մշտական ​​ամպլիտուդով և հաճախականությամբ: PWM միավորի խնդիրն է, որը հիմնված է մասնագիտացված TL494 միկրոսխեմայի կամ դրա ֆունկցիոնալ անալոգների վրա, հաստատուն լարումը վերածել համապատասխան հաճախականության իմպուլսների, որոնք մեկուսացման տրանսֆորմատորից հետո հարթվում են ելքային ֆիլտրերով: Զարկերակային փոխարկիչի ելքի վրա լարման կայունացումն իրականացվում է PWM կարգավորիչի կողմից առաջացած իմպուլսների տեւողությունը կարգավորելու միջոցով:

Նման լարման փոխակերպման շղթայի կարևոր առավելությունը նաև սնուցման 50 Հց-ից զգալիորեն բարձր հաճախականությունների հետ աշխատելու ունակությունն է: Որքան մեծ է հոսանքի հաճախականությունը, այնքան փոքր են պահանջվում տրանսֆորմատորի միջուկի չափերը և ոլորունների պտույտների քանակը: Այդ իսկ պատճառով անջատիչ սնուցման աղբյուրները շատ ավելի կոմպակտ և թեթև են, քան դասական սխեմաները, որոնք ունեն մուտքային աստիճանական տրանսֆորմատոր:

T9 տրանզիստորի վրա հիմնված շղթան և դրան հաջորդող փուլերը պատասխանատու են ATX էլեկտրամատակարարումը միացնելու համար: Այն պահին, երբ էլեկտրամատակարարումը միացված է ցանցին, PS-ON լարը կարճացնելու պահին ընթացիկ սահմանափակող դիմադրության R58-ի միջոցով մատակարարվում է 5 Վ լարում գետնին, միացումը գործարկում է PWM կարգավորիչը TL494: Այս դեպքում սպասման հոսանքի աղբյուրի խափանումը կհանգեցնի էլեկտրամատակարարման մեկնարկային սխեմայի աշխատանքի անորոշության և միացման հնարավոր ձախողման, ինչպես արդեն նշվեց:

Զարկերակային գեներատորը օգտագործվում է էլեկտրոնային սարքերի մշակման և ճշգրտման լաբորատոր հետազոտությունների համար: Գեներատորը աշխատում է 7-ից 41 վոլտ լարման միջակայքում և ունի բարձր բեռնվածքի հզորություն՝ կախված ելքային տրանզիստորից: Ելքային իմպուլսների ամպլիտուդը կարող է հավասար լինել միկրոսխեմայի մատակարարման լարման արժեքին, մինչև այս միկրոսխեմայի մատակարարման լարման սահմանային արժեքը +41 Վ: Դրա հիմքը հայտնի է բոլորին և հաճախ օգտագործվում է:

Անալոգներ TL494 միկրոսխեմաներ են KA7500 և նրա կենցաղային կլոնը - KR1114EU4 .

Պարամետրերի սահմանային արժեքները.

Մատակարարման լարումը 41 Վ
Ուժեղացուցիչի մուտքային լարումը (Vcc+0.3)V
Կոլեկտորի ելքային լարումը 41 Վ
Կոլեկտորի ելքային հոսանք 250 մԱ
Էլեկտրաէներգիայի ընդհանուր սպառումը շարունակական ռեժիմում 1W
Գործող միջավայրի ջերմաստիճանի միջակայք.
-c վերջածանց L -25..85С
-С.0..70С վերջածանցով
Պահպանման ջերմաստիճանի միջակայքը -65…+150С

Սարքի սխեմատիկ դիագրամ

Քառակուսի զարկերակային գեներատորի միացում

Գեներատորի տպագիր տպատախտակ TL494 իսկ մյուս ֆայլերը առանձին են:

Հաճախականության ճշգրտումն իրականացվում է S2 (մոտավորապես) անջատիչով և RV1 (սահուն) ռեզիստորով, աշխատանքային ցիկլը կարգավորվում է ռեզիստորով RV2: Switch SA1-ը փոխում է գեներատորի աշխատանքային ռեժիմները ներփազային (մեկ ցիկլով) հակաֆազային (երկու ցիկլ): Resistor R3-ը ընտրում է ամենաօպտիմալ հաճախականության միջակայքը ծածկելու համար աշխատանքային ցիկլի ճշգրտման տիրույթը կարող է ընտրվել R1, R2 ռեզիստորների միջոցով:

Զարկերակային գեներատորի մասեր

Ժամկետային սխեմայի C1-C4 կոնդենսատորներն ընտրվում են պահանջվող հաճախականության տիրույթի համար, և դրանց հզորությունը կարող է լինել 10 միկրոֆարադից ինֆրա-ցածր ենթատիրույթի համար մինչև 1000 պիկոֆարադ ամենաբարձր հաճախականության համար:

Միջին հոսանքի 200 մԱ սահմանաչափով միացումն ի վիճակի է բավականին արագ լիցքավորել դարպասը, բայց
Անջատված տրանզիստորով այն լիցքաթափելն անհնար է։ Դարպասի լիցքաթափումը հիմնավորված դիմադրության միջոցով նույնպես անբավարար դանդաղ է: Այս նպատակների համար օգտագործվում է անկախ լրացուցիչ կրկնող:

• Կարդացեք «Ինչպես պատրաստել այն համակարգչից»:

Տրանզիստորները ընտրվում են ցածր հագեցվածության լարման և բավարար հոսանքի պահուստով ցանկացած HF-ում: Օրինակ KT972+973. Եթե ​​հզոր արդյունքների կարիք չկա, ապա լրացուցիչ կրկնիչը կարող է վերացվել: Երկրորդ շինարարական ռեզիստորի բացակայության դեպքում՝ 20 կՕմ, օգտագործվել են 10 կՕմ երկու հաստատուն դիմադրիչներ՝ ապահովելով աշխատանքային ցիկլը 50%-ի սահմաններում։ Նախագծի հեղինակը Ալեքսանդր Տերենտևն է։

Ընդհանուր նկարագրություն և օգտագործում

494 TLև դրա հետագա տարբերակները ամենատարածված միկրոսխեմաներն են հրում-քաշման ուժային փոխարկիչների կառուցման համար:

• TL494 (Texas Instruments-ի սկզբնական մշակումը) - PWM լարման փոխարկիչ IC միակողմանի ելքերով (TL 494 IN - փաթեթ DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C):
• K1006EU4 - TL494-ի ներքին անալոգը
• TL594 - TL494-ի անալոգը սխալի ուժեղացուցիչների և համեմատիչի բարելավված ճշգրտությամբ
• TL598 - TL594-ի անալոգը ելքի վրա սեղմող (pnp-npn) կրկնողով

Այս նյութը բնօրինակ տեխնիկական փաստաթղթի թեմայի ընդհանրացում է Texas Instruments, International Rectifier («Power semiconductor devices International Rectifier», Voronezh, 1999) և Motorola հրատարակությունները:

Այս միկրոշրջանի առավելություններն ու թերությունները.

• Գումարած. Մշակված կառավարման սխեմաներ, երկու դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչներ (կարող են նաև կատարել տրամաբանական գործառույթներ)
• Թերություն. միաֆազ ելքերը պահանջում են լրացուցիչ մոնտաժ (համեմատած UC3825-ի հետ)
• Մինուս. Ընթացիկ կառավարումը հասանելի չէ, հետադարձ կապի համեմատաբար դանդաղ հանգույց (ավտոմեքենայի PN-ում կարևոր չէ)
• Դեմ. երկու կամ ավելի IC-ների սինխրոն միացումն այնքան էլ հարմար չէ, որքան UC3825-ում:

1. TL494 չիպերի առանձնահատկությունները

ION և թերլարման պաշտպանության սխեմաներ. Շղթան միանում է, երբ հզորությունը հասնում է 5.5..7.0 Վ-ի շեմին (սովորական արժեքը 6.4 Վ): Մինչ այս պահը ներքին հսկողության ավտոբուսներն արգելում են գեներատորի և շղթայի տրամաբանական մասի աշխատանքը։ Առանց բեռի հոսանքը մատակարարման լարման +15 Վ (ելքային տրանզիստորներն անջատված են) 10 մԱ-ից ոչ ավելի է: ION +5V (+4,75..+5,25 V, ելքային կայունացում +/- 25mV-ից ոչ վատ) ապահովում է հոսող հոսանք մինչև 10 մԱ: ION-ը կարող է ուժեղացվել միայն NPN թողարկիչի միջոցով (տես TI էջ 19-20), սակայն նման «կայունացուցիչի» ելքի լարումը մեծապես կախված կլինի բեռնվածքի հոսանքից:

Գեներատոր TL494 Texas Instruments-ի ժամանակային կոնդենսատորի Ct (pin 5) վրա TL494 Texas Instruments-ի և 0...+2.8V TL494 Motorola-ի համար առաջանում է 0..+3.0V սղոցի լարում (ամպլիտուդան սահմանվում է ION-ի միջոցով) սպասել ուրիշներից?), համապատասխանաբար, TI F =1.0/(RtCt), Motorola-ի համար F=1.1/(RtCt):

Գործող հաճախականությունները 1-ից 300 կՀց ընդունելի են, առաջարկվող միջակայքով Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF: Այս դեպքում հաճախականության բնորոշ ջերմաստիճանի շեղումը (իհարկե, առանց կցված բաղադրիչների շեղումը հաշվի առնելու) +/-3% է, իսկ մատակարարման լարումից կախված հաճախականության շեղումը 0,1% է ողջ թույլատրելի միջակայքում:

Գեներատորը հեռակա կարգով անջատելու համար կարող եք օգտագործել արտաքին ստեղնը՝ Rt (6) մուտքը ION-ի ելքի հետ կարճ միացնելու կամ Ct-ը գետնին կարճ միացնելու համար: Իհարկե, Rt, Ct ընտրելիս պետք է հաշվի առնել բաց անջատիչի արտահոսքի դիմադրությունը:

Հանգստի փուլի կառավարման մուտք (աշխատանքային ցիկլ)հանգստի փուլի համեմատիչի միջոցով սահմանում է անհրաժեշտ նվազագույն դադարը շղթայի թեւերում իմպուլսների միջև: Սա անհրաժեշտ է ինչպես IC-ից դուրս հոսանքի փուլերում հոսանքը կանխելու համար, այնպես էլ ձգանի կայուն աշխատանքի համար - TL494-ի թվային մասի միացման ժամանակը 200 ns է: Ելքային ազդանշանը միացված է, երբ սղոցը գերազանցում է 4-րդ (DT) հսկիչ մուտքի լարումը Ct-ով: Մինչև 150 կՀց ժամային հաճախականություններում՝ զրոյական հսկիչ լարման դեպքում, հանգստի փուլը = ժամանակաշրջանի 3% (հսկիչ ազդանշանի համարժեք կողմնակալություն 100..120 մՎ), բարձր հաճախականությունների դեպքում ներկառուցված ուղղումը ընդլայնում է հանգստի փուլը մինչև 200: .300 ns.

Օգտագործելով DT մուտքային սխեման, դուք կարող եք սահմանել ֆիքսված հանգստի փուլ (R-R բաժանարար), փափուկ մեկնարկի ռեժիմ (R-C), հեռակառավարման անջատում (բանալին), ինչպես նաև օգտագործել DT-ն որպես գծային կառավարման մուտք: Մուտքային շղթան հավաքվում է PNP տրանզիստորների միջոցով, ուստի մուտքային հոսանքը (մինչև 1.0 μA) հոսում է IC-ից, այլ ոչ թե դրա մեջ: Հոսանքը բավականին մեծ է, ուստի պետք է խուսափել բարձր դիմադրողականությունից (100 կՕմ-ից ոչ ավելի): Տե՛ս TI, էջ 23՝ ալիքներից պաշտպանության օրինակի համար՝ օգտագործելով TL430 (431) 3 կապող zener դիոդ:

Սխալների ուժեղացուցիչներ- փաստորեն, օպերացիոն ուժեղացուցիչներ Ku = 70..95 դԲ մշտական ​​լարման ժամանակ (60 դԲ վաղ շարքի համար), Ku = 1 350 կՀց հաճախականությամբ: Մուտքային սխեմաները հավաքվում են PNP տրանզիստորների միջոցով, ուստի մուտքային հոսանքը (մինչև 1.0 μA) հոսում է IC-ից և չի հոսում դրա մեջ: Հոսանքը բավականին մեծ է op-amp-ի համար, կողմնակալության լարումը նույնպես բարձր է (մինչև 10 մՎ), այնպես որ պետք է խուսափել հսկիչ սխեմաների բարձր դիմադրողականությունից (ոչ ավելի, քան 100 կՕմ): Բայց pnp մուտքերի օգտագործման շնորհիվ մուտքային լարման միջակայքը -0.3V-ից մինչև Vsupply-2V է:

Երկու ուժեղացուցիչների ելքերը համակցված են դիոդով OR: Ուժեղացուցիչը, որի ելքային լարումը ավելի բարձր է, վերահսկում է տրամաբանությունը: Այս դեպքում ելքային ազդանշանը հասանելի չէ առանձին, այլ միայն OR դիոդի ելքից (նաև սխալի համեմատիչի մուտքագրում): Այսպիսով, միայն մեկ ուժեղացուցիչ կարող է պտտվել գծային ռեժիմում: Այս ուժեղացուցիչը փակում է հիմնական, գծային հետադարձ կապը ելքային լարման վրա: Այս դեպքում երկրորդ ուժեղացուցիչը կարող է օգտագործվել որպես համեմատիչ, օրինակ, երբ ելքային հոսանքը գերազանցում է, կամ որպես տրամաբանական տագնապի ազդանշանի բանալին (գերտաքացում, կարճ միացում և այլն), հեռակառավարման անջատում և այլն: Մեկը համեմատիչի մուտքերը կապված են ION-ի հետ, և տրամաբանական ազդանշան է կազմակերպվում երկրորդ ԿԱՄ ազդանշանների վրա (նույնիսկ ավելի լավ՝ տրամաբանական և նորմալ վիճակի ազդանշաններ):

RC հաճախականությունից կախված ՕՀ օգտագործելիս պետք է հիշել, որ ուժեղացուցիչների ելքը իրականում միակողմանի է (սերիական դիոդ!), ուստի այն կլիցքավորի հզորությունը (վերև) և երկար ժամանակ կպահանջվի ներքև լիցքաթափվելու համար: Այս ելքի լարումը 0..+3.5 Վ-ի սահմաններում է (գեներատորի ճոճանակից մի փոքր ավելի), այնուհետև լարման գործակիցը կտրուկ իջնում ​​է և ելքի մոտ 4.5 Վ-ում ուժեղացուցիչները հագեցած են: Նմանապես, ուժեղացուցիչի ելքային շղթայում (հետադարձ կապի հանգույց) պետք է խուսափել ցածր դիմադրողականությունից:

Ուժեղացուցիչները նախատեսված չեն աշխատանքային հաճախականության մեկ ժամացույցի ընթացքում աշխատելու համար: Ուժեղացուցիչի ներսում ազդանշանի տարածման 400 ն ուշացումով դրանք չափազանց դանդաղ են դրա համար, և ձգանման կառավարման տրամաբանությունը դա թույլ չի տալիս (կողային իմպուլսները կհայտնվեն ելքի վրա): Իրական PN սխեմաներում ՕՀ-ի շղթայի անջատման հաճախականությունը ընտրվում է 200-10000 Հց կարգով:

Գործարկման և ելքի կառավարման տրամաբանություն- Առնվազն 7 Վ սնուցման լարման դեպքում, եթե գեներատորում սղոցի լարումը ավելի մեծ է, քան DT կառավարման մուտքի մոտ, և եթե սղոցի լարումը ավելի մեծ է, քան սխալի ուժեղացուցիչներից որևէ մեկում (հաշվի առնելով ներկառուցված շեմերը և offsets) - թույլատրվում է միացման ելքը: Երբ գեներատորը վերականգնվում է առավելագույնից մինչև զրոյի, ելքերը անջատվում են: Պարաֆազային ելքով ձգան հաճախականությունը կիսով չափ բաժանում է: Տրամաբանական 0-ով մուտքային 13-ում (ելքային ռեժիմ), ձգանման փուլերը համակցվում են OR-ով և միաժամանակ մատակարարվում են երկու ելքերին՝ տրամաբանական 1-ով, դրանք փուլային մատակարարվում են յուրաքանչյուր ելքի առանձին:

Ելքային տրանզիստորներ- npn Darlingtons ներկառուցված ջերմային պաշտպանությամբ (բայց առանց ընթացիկ պաշտպանության): Այսպիսով, նվազագույն լարման անկումը կոլեկտորի (սովորաբար փակ է դրական ավտոբուսի համար) և թողարկիչի (բեռնվածության դեպքում) միջև 1,5 Վ է (բնորոշ է 200 մԱ), իսկ ընդհանուր թողարկիչ ունեցող շղթայում մի փոքր ավելի լավ է՝ 1,1։ V բնորոշ. Առավելագույն ելքային հոսանքը (մեկ բաց տրանզիստորով) սահմանափակվում է 500 մԱ-ով, ամբողջ չիպի առավելագույն հզորությունը 1 Վտ է:

2. Կիրառման առանձնահատկությունները

Աշխատեք MIS տրանզիստորի դարպասի վրա: Ելքային կրկնիչներ

Երբ աշխատում է կոնդենսիվ բեռի վրա, որը պայմանականորեն հանդիսանում է MIS տրանզիստորի դարպասը, TL494 ելքային տրանզիստորները միացված են էմիտերի հետևորդով: Երբ միջին հոսանքը սահմանափակվում է 200 մԱ-ով, միացումն ի վիճակի է արագ լիցքավորել դարպասը, բայց այն անհնար է լիցքաթափել անջատված տրանզիստորով: Դարպասի լիցքաթափումը հիմնավորված դիմադրության միջոցով նույնպես անբավարար դանդաղ է: Ի վերջո, դարպասի հզորության վրա լարումը երկրաչափականորեն նվազում է, և տրանզիստորն անջատելու համար դարպասը պետք է լիցքաթափվի 10 Վ-ից մինչև 3 Վ-ից ոչ ավելի: Ռեզիստորի միջով լիցքաթափման հոսանքը միշտ ավելի քիչ կլինի, քան տրանզիստորի միջով լիցքավորման հոսանքը (և ռեզիստորը բավականին կջերմանա և կթողնի անջատիչի հոսանքը վեր բարձրանալիս):

Տարբերակ Ա. Լիցքաթափման միացում արտաքին pnp տրանզիստորի միջոցով (փոխառված է Shikhman-ի կայքից. տե՛ս «Jensen ուժեղացուցիչի սնուցման աղբյուրը»): Դարպասը լիցքավորելիս, դիոդով հոսող հոսանքն անջատում է արտաքին PNP տրանզիստորը, երբ IC ելքը անջատված է, դիոդն անջատված է, տրանզիստորը բացվում է և լիցքաթափում է դարպասը դեպի գետնին: Մինուս - այն աշխատում է միայն փոքր բեռնվածքի հզորությունների վրա (սահմանափակված է IC ելքային տրանզիստորի ընթացիկ պահուստով):

TL598-ն օգտագործելիս (հրում-քաշման ելքով), ցածր բիթային կողմի ֆունկցիան արդեն իսկ ամրացված է չիպի վրա: Տարբերակ Ա-ն այս դեպքում գործնական չէ:

Տարբերակ Բ. Անկախ լրացնող կրկնող: Քանի որ հիմնական ընթացիկ բեռը վարվում է արտաքին տրանզիստորի կողմից, բեռի հզորությունը (լիցքավորման հոսանքը) գործնականում անսահմանափակ է: Տրանզիստորներ և դիոդներ - ցանկացած HF ցածր հագեցվածության լարումով և Ck-ով և բավարար հոսանքի պահուստով (1A մեկ իմպուլսի համար կամ ավելի): Օրինակ՝ KT644+646, KT972+973: Կրկնիչի «հողը» պետք է զոդել անմիջապես հոսանքի անջատիչի աղբյուրի կողքին: Կրկնվող տրանզիստորների կոլեկտորները պետք է շրջանցվեն կերամիկական հզորությամբ (նկարում ներկայացված չէ):

Որ շղթան ընտրելը հիմնականում կախված է բեռի բնույթից (դարպասի հզորությունը կամ անջատման լիցքը), աշխատանքային հաճախականությունը և իմպուլսային եզրերի ժամանակի պահանջները: Եվ դրանք (ճակատները) պետք է լինեն հնարավորինս արագ, քանի որ MIS անջատիչի վրա անցողիկ գործընթացների ժամանակ է, որ ջերմային կորուստների մեծ մասը ցրվում է: Խնդրի ամբողջական վերլուծության համար խորհուրդ եմ տալիս դիմել International Rectifier հավաքածուի հրապարակումներին, բայց ես կսահմանափակվեմ մի օրինակով։

Հզոր տրանզիստորը՝ IRFI1010N, ունի տեղեկատու ընդհանուր լիցքավորում դարպասի վրա Qg = 130 nC: Սա փոքր նվաճում չէ, քանի որ տրանզիստորն ունի բացառապես մեծ ալիքի տարածք՝ ապահովելու ալիքի չափազանց ցածր դիմադրություն (12 մՕմ): Սրանք այն բանալիներն են, որոնք պահանջվում են 12 Վ փոխարկիչներում, որտեղ յուրաքանչյուր միլիոմը կարևոր է: Ապահովելու համար, որ ալիքը բացվում է, դարպասը պետք է ապահովված լինի գետնի համեմատ Vg=+6V, մինչդեռ դարպասի ընդհանուր լիցքը Qg(Vg)=60nC է: 10 Վ լիցքավորված դարպասը հուսալիորեն լիցքաթափելու համար անհրաժեշտ է լուծել Qg(Vg)=90nC:

2. Ընթացիկ պաշտպանության, փափուկ մեկնարկի, աշխատանքային ցիկլի սահմանափակումների իրականացում

Որպես կանոն, բեռնվածքի միացումում մի շարք ռեզիստորից պահանջվում է գործել որպես ընթացիկ սենսոր: Բայց այն թանկարժեք վոլտեր և վտ կգողանա փոխարկիչի ելքից և կվերահսկի միայն բեռնվածքի սխեմաները և չի կարողանա հայտնաբերել կարճ միացումներ առաջնային սխեմաներում: Լուծումը առաջնային շղթայում ինդուկտիվ հոսանքի սենսոր է:

Սենսորն ինքնին (ընթացիկ տրանսֆորմատորը) մանրանկարչական պտույտ է (դրա ներքին տրամագիծը, բացի սենսորային ոլորունից, պետք է ազատորեն անցնի հիմնական ուժային տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն լարը): Մենք անցնում ենք տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն լարը տորուսի միջով (բայց ոչ աղբյուրի «հողային» մետաղալարով): Մենք դետեկտորի բարձրացման ժամանակի հաստատունը սահմանել ենք ժամացույցի հաճախականության մոտ 3-10 պարբերաշրջանի, քայքայման ժամանակը 10 անգամ ավելին՝ ելնելով օպտոկապլերի պատասխան հոսանքից (մոտ 2-10 մԱ՝ 1,2-1,6 լարման անկումով։ V).

Դիագրամի աջ կողմում կան TL494-ի երկու բնորոշ լուծումներ: Rdt1-Rdt2 բաժանարարը սահմանում է առավելագույն աշխատանքային ցիկլը (նվազագույն հանգստի փուլ): Օրինակ, Rdt1=4.7kOhm, Rdt2=47kOhm ելքի 4-ում հաստատուն լարումը Udt=450mV է, որը համապատասխանում է 18..22% հանգստի փուլին (կախված IC շարքից և աշխատանքային հաճախականությունից):

Երբ հոսանքը միացված է, Css-ը լիցքաթափվում է, և DT մուտքի պոտենցիալը հավասար է Vref-ին (+5V): Css-ը գանձվում է Rss-ի միջոցով (aka Rdt2), սահուն իջեցնելով պոտենցիալ DT-ն մինչև բաժանարարով սահմանափակված ստորին սահմանը: Սա «փափուկ մեկնարկ» է։ Css = 47 μF և նշված ռեզիստորների դեպքում շղթայի ելքերը բացվում են միացնելուց հետո 0,1 վրկ և հասնում են աշխատանքային աշխատանքային ցիկլին ևս 0,3-0,5 վրկ-ի ընթացքում:

Շղթայում, բացի Rdt1, Rdt2, Css-ից, կան երկու արտահոսք՝ օպտոկապլերի արտահոսքի հոսանքը (բարձր ջերմաստիճանում 10 μA-ից ոչ բարձր, սենյակային ջերմաստիճանում՝ մոտ 0,1-1 μԱ) և IC-ի բազային հոսանքը։ մուտքային տրանզիստոր, որը հոսում է DT մուտքից: Ապահովելու համար, որ այդ հոսանքները էապես չեն ազդի բաժանարարի ճշգրտության վրա, Rdt2=Rss-ն ընտրվում է 5 կՕմ-ից ոչ բարձր, Rdt1՝ 100 կՕմ-ից ոչ բարձր:

Իհարկե, հսկողության համար օպտոկապլերի և DT շղթայի ընտրությունը հիմնարար չէ: Հնարավոր է նաև սխալի ուժեղացուցիչ օգտագործել համեմատական ​​ռեժիմում և արգելափակել գեներատորի հզորությունը կամ դիմադրությունը (օրինակ, նույն օպտոկապլերով), բայց սա պարզապես անջատում է, ոչ թե հարթ սահմանափակում:

Գեներատոր TL494-ի վրա՝ կարգավորելի հաճախականությամբ և աշխատանքային ցիկլով

Փորձեր իրականացնելիս և թյունինգի աշխատանքներ կատարելիս շատ օգտակար սարքը հաճախականության գեներատորն է։ Դրա համար պահանջները փոքր են, անհրաժեշտ է միայն.

• հաճախականության ճշգրտում (զարկերակային կրկնության ժամանակաշրջան)
• աշխատանքային ցիկլի ճշգրտում (հերթական գործակից, զարկերակային երկարություն)
• լայն շրջանակ

Այս պահանջները լիովին բավարարում է գեներատորի սխեման, որը հիմնված է հայտնի և տարածված TL494 միկրոսխեմայի վրա: Այն և այս սխեմայի շատ այլ մասեր կարելի է գտնել անհարկի համակարգչային սնուցման մեջ: Գեներատորն ունի ելքային հզորություն և տրամաբանական և ուժային մասերը առանձին սնուցելու հնարավորություն: Շղթայի տրամաբանական մասը կարող է սնուցվել հոսանքի մասից, և այն կարող է սնուցվել նաև փոփոխական լարման միջոցով (գծապատկերի վրա կա ուղղիչ):

Գեներատորի հաճախականության ճշգրտման միջակայքը չափազանց բարձր է՝ տասնյակ հերցից մինչև 500 կՀց, իսկ որոշ դեպքերում՝ մինչև 1 ՄՀց՝ կախված միկրոսխեմայից, տարբեր արտադրողներ ունեն առավելագույն հաճախականության տարբեր իրական արժեքներ, որոնք կարող են «սեղմվել»: դուրս»:

Եկեք անցնենք սխեմայի նկարագրությանը.

Pit± և Pit~ - շղթայի թվային մասի էլեկտրամատակարարում, ուղիղ և փոփոխական լարմամբ, համապատասխանաբար, 16-20 վոլտ:
Vout-ը էներգաբլոկի սնուցման լարումն է, այն կլինի գեներատորի ելքում՝ 12 վոլտից։ Շղթայի թվային մասը այս լարումից սնուցելու համար անհրաժեշտ է միացնել Vout-ը և Pit±-ը՝ հաշվի առնելով բևեռականությունը (16 վոլտ-ից):
OUT(+/D) - գեներատորի ելքային հզորությունը՝ հաշվի առնելով բևեռականությունը: + - հզորություն պլյուս, D - դաշտային տրանզիստորի արտահոսք: Բեռը միացված է նրանց:
G D S - պտուտակային բլոկ դաշտային տրանզիստորի միացման համար, որն ընտրվում է ըստ պարամետրերի՝ կախված ձեր հաճախականությունից և էներգիայի պահանջներից: Տպագիր տպատախտակի դասավորությունը կատարվում է հաշվի առնելով հաղորդիչների նվազագույն երկարությունը դեպի ելքային անջատիչ և դրանց պահանջվող լայնությունը:

Կառավարում:

Rt-ը փոփոխական դիմադրություն է գեներատորի հաճախականության տիրույթը վերահսկելու համար, դրա դիմադրությունը պետք է ընտրվի ձեր հատուկ պահանջներին համապատասխան: TL494-ի հաճախականությունը հաշվարկելու առցանց հաշվիչը կցված է ստորև: Resistor R2-ը սահմանափակում է միկրոսխեմայի ժամանակային դիմադրության նվազագույն դիմադրության արժեքը: Այն կարող է ընտրվել միկրոսխեմայի կոնկրետ օրինակի համար, կամ այն ​​կարող է տեղադրվել, ինչպես ցույց է տրված դիագրամում:
Ct-ը հաճախականության կարգավորող կոնդենսատոր է, կրկին հղում առցանց հաշվիչին: Թույլ է տալիս սահմանել ճշգրտման տիրույթը ձեր պահանջներին համապատասխան:
Rdt-ը փոփոխական դիմադրություն է՝ աշխատանքային ցիկլը կարգավորելու համար: R1 ռեզիստորով դուք կարող եք ճշգրտորեն կարգավորել ճշգրտման միջակայքը 1%-ից մինչև 99%, իսկ դրա փոխարեն կարող եք առաջինը տեղադրել ցատկող:

Ct, nF:
R2, kOhm:
Rt, kOhm:

Մի քանի խոսք շղթայի աշխատանքի մասին. Կիրառելով ցածր մակարդակ միկրոսխեմայի 13-րդ պտուտակի վրա (ելքային կառավարում), այն անցնում է մեկ ցիկլի ռեժիմի: Միկրոշրջանի ստորին տրանզիստորը բեռնվում է R3 ռեզիստորի վրա՝ հաճախականության հաշվիչի գեներատորին միանալու համար ելք ստեղծելու համար (հաճախաչափ): Միկրոշրջանակի վերին տրանզիստորը կառավարում է վարորդին S8050 և S8550 լրացուցիչ զույգ տրանզիստորների վրա, որոնց խնդիրն է վերահսկել ելքային տրանզիստորի դարպասը: Resistor R5- ը սահմանափակում է դարպասի հոսանքը, դրա արժեքը կարող է փոխվել: L1 ինդուկտորը և 47n հզորությամբ կոնդենսատորը կազմում են ֆիլտր, որը պաշտպանում է TL494-ը վարորդի կողմից ստեղծված հնարավոր միջամտությունից: Հնարավոր է, որ ինդուկտորային ինդուկտիվությունը կարգավորվի ձեր հաճախականության տիրույթին համապատասխանելու համար: Հարկ է նշել, որ S8050 և S8550 տրանզիստորները պատահական չեն ընտրվել, քանի որ դրանք ունեն բավարար հզորություն և արագություն, ինչը կապահովի ճակատների անհրաժեշտ զառիթափությունը։ Ինչպես տեսնում եք, սխեման չափազանց պարզ է և, միևնույն ժամանակ, ֆունկցիոնալ:

Փոփոխական ռեզիստոր Rt-ը պետք է պատրաստված լինի երկու շարքով միացված ռեզիստորների տեսքով՝ մեկ պտույտով և բազմաշրջադարձով, եթե Ձեզ անհրաժեշտ է հաճախականության վերահսկման սահունություն և ճշգրտություն:

Տպագիր տպատախտակը, հետևելով ավանդույթին, գծվում է ֆլոմաստերով և փորագրվում է պղնձի սուլֆատով:

Գրեթե ցանկացած դաշտային տրանզիստոր, որը հարմար է լարման, հոսանքի և հաճախականության համար, կարող է օգտագործվել որպես ուժային տրանզիստոր: Դրանք կարող են լինել՝ IRF530, IRF630, IRF640, IRF840:

Որքան ցածր է տրանզիստորի դիմադրությունը բաց վիճակում, այնքան քիչ է այն տաքանալու աշխատանքի ընթացքում: Սակայն դրա վրա ռադիատորի առկայությունը պարտադիր է։

Հավաքվել և փորձարկվել է թռուցիկի կողմից տրված գծապատկերի համաձայն:

Միայն ամենակարևոր բաները.
Մատակարարման լարումը 8-35 Վ (կարծես հնարավոր է մինչև 40 Վ, բայց ես դա չեմ փորձարկել)
Մեկ հարվածով և հրում-քաշման ռեժիմով աշխատելու ունակություն:

Մեկ ցիկլի ռեժիմի համար իմպուլսի առավելագույն տեւողությունը 96% է (ոչ պակաս, քան 4% մեռած ժամանակ):
Երկու հարվածային տարբերակի համար մահացած ժամանակի տեւողությունը չի կարող լինել 4%-ից պակաս:
Կիրառելով 0...3.3V լարում 4-րդ պինդին, կարող եք կարգավորել մեռած ժամանակը: Եվ կատարեք սահուն մեկնարկ:
Ներկառուցված է կայունացված հղման լարման աղբյուր՝ 5 Վ և մինչև 10 մԱ հոսանք:
Ներկառուցված է պաշտպանություն ցածր մատակարարման լարման դեմ՝ անջատելով 5,5...7Վ-ից ցածր (առավել հաճախ՝ 6,4Վ): Խնդիրն այն է, որ այս լարման ժամանակ մոսֆետներն արդեն անցնում են գծային ռեժիմի և այրվում են...
Հնարավոր է անջատել միկրոսխեմաների գեներատորը` փակելով Rt պտուտակը (6), հենակետային լարման պտուտակը (14) կամ Ct պտուտակը (5) բանալիով հողին:

Գործող հաճախականությունը 1…300 կՀց:

Երկու ներկառուցված «սխալ» օպերացիոն ուժեղացուցիչ՝ Ku=70..95dB ստացմամբ: Մուտքեր - ելքեր (1); (2) և (15); (16). Ուժեղացուցիչների ելքերը համակցված են OR տարրով, ուստի այն, ում ելքային լարումն ավելի մեծ է, վերահսկում է իմպուլսի տևողությունը: Համեմատիչի մուտքերից մեկը սովորաբար կապված է հղման լարման հետ (14), իսկ երկրորդը, որտեղ դա անհրաժեշտ է... Ուժեղացուցիչի ներսում ազդանշանի ուշացումը 400 նվ է, դրանք նախատեսված չեն մեկ ժամացույցի ցիկլի ընթացքում աշխատելու համար:

Միկրոշրջանի ելքային փուլերը, միջին հոսանքով 200 մԱ, արագ լիցքավորում են հզոր մոսֆետի դարպասի մուտքային հզորությունը, բայց չեն ապահովում դրա լիցքաթափումը։ ողջամիտ ժամկետում։ Հետևաբար, արտաքին դրայվեր է պահանջվում:

Pin (5) կոնդենսատոր C2 և կապ (6) ռեզիստորներ R3; R4 - սահմանել միկրոսխեմայի ներքին oscillator-ի հաճախականությունը: Push-pull ռեժիմում այն ​​բաժանվում է 2-ի:

Կա սինխրոնիզացիայի հնարավորություն՝ գործարկելով մուտքային իմպուլսներով։

Մեկ ցիկլով գեներատոր՝ կարգավորելի հաճախականությամբ և աշխատանքային ցիկլով
Մեկ ցիկլով գեներատոր՝ կարգավորելի հաճախականությամբ և աշխատանքային ցիկլով (զարկերակային տևողության հարաբերակցությունը դադարի տևողությանը): Մեկ տրանզիստորի ելքային վարորդով: Այս ռեժիմն իրականացվում է 13-րդ փին միացնելով ընդհանուր էներգիայի ավտոբուսին:

Սխեման (1)

Քանի որ միկրոսխեման ունի երկու ելքային փուլ, որոնք այս դեպքում գործում են փուլային, դրանք կարող են զուգահեռաբար միացնել ելքային հոսանքը մեծացնելու համար... Կամ ներառված չեն... (սխեմայի վրա կանաչ գույնով) Նաև R7 ռեզիստորը միշտ չէ: Տեղադրվել.

Չափելով R10 դիմադրության լարումը op-amp-ով, կարող եք սահմանափակել ելքային հոսանքը: Երկրորդ մուտքը մատակարարվում է հղման լարմամբ R5 բաժանարարով; R6. Դե, տեսնում եք, R10-ը տաքանալու է:

Շղթա C6; R11-ը՝ (3) ոտքի վրա, տեղադրված է ավելի մեծ կայունության համար, տվյալների թերթիկը դա է խնդրում, բայց այն աշխատում է առանց դրա: Տրանզիստորը կարող է օգտագործվել նաև որպես NPN կառուցվածք:

Սխեման (2)

Սխեման (3)

Մեկ ցիկլով գեներատոր՝ կարգավորելի հաճախականությամբ և աշխատանքային ցիկլով: Երկու տրանզիստորի ելքային վարորդով (լրացուցիչ կրկնող):
Ի՞նչ ասեմ։ Ազդանշանի ձևն ավելի լավն է, միացման պահերին անցողիկ գործընթացները կրճատվում են, բեռնվածքի հզորությունը ավելի բարձր է, իսկ ջերմային կորուստները՝ ավելի ցածր: Չնայած սա կարող է սուբյեկտիվ կարծիք լինել։ Բայց. Այժմ ես օգտագործում եմ միայն երկու տրանզիստորի վարորդ: Այո, դարպասի շղթայում ռեզիստորը սահմանափակում է անցումային անցումների արագությունը:

Սխեման (4)

Եվ այստեղ մենք ունենք տիպիկ խթանման (խթանման) կարգավորվող միակողմանի փոխարկիչի միացում՝ լարման կարգավորմամբ և հոսանքի սահմանափակմամբ:

Շղթան աշխատում է, ես այն հավաքել եմ մի քանի տարբերակներով։ Ելքային լարումը կախված է L1 կծիկի պտույտների քանակից և R7 ռեզիստորների դիմադրությունից; R10; R11, որոնք ընտրվում են տեղադրման ժամանակ... Ինքը՝ պտուտակը կարող է փաթաթվել ցանկացածի վրա: Չափը - կախված հզորությունից: Ring, Sh-core, նույնիսկ հենց ձողի վրա: Բայց այն չպետք է հագեցած դառնա։ Հետեւաբար, եթե օղակը պատրաստված է ֆերիտից, ապա այն պետք է կտրել և սոսնձել բացվածքով: Համակարգչային սնուցման սարքերից մեծ օղակները լավ կաշխատեն, դրանք կտրելու կարիք չկա, դրանք պատրաստված են «փոշիացված երկաթից». Եթե ​​միջուկը W-աձև է, մենք չենք տեղադրում մագնիսական բացվածք, դրանք գալիս են կարճ միջին միջուկով. Մի խոսքով, այն փաթաթում ենք հաստ պղնձե կամ մոնտաժային մետաղալարով (0,5-1,0 մմ կախված հզորությունից) և պտույտների թիվը 10 և ավելի է (կախված նրանից, թե ինչ լարում ենք ուզում ստանալ): Մենք բեռը միացնում ենք ցածր հզորության պլանավորված լարմանը: Մենք մեր ստեղծագործությունը միացնում ենք մարտկոցին հզոր լամպի միջոցով։ Եթե ​​լամպը չի վառվում ամբողջ ինտենսիվությամբ, վերցրեք վոլտմետր և օսցիլոսկոպ...

Մենք ընտրում ենք ռեզիստորներ R7; R10; R11-ը և կծիկի L1 պտույտների քանակը՝ հասնելով նախատեսված լարմանը բեռնվածքում:

Choke Dr1 - 5...10 պտույտ հաստ մետաղալարով ցանկացած միջուկի վրա։ Ես նույնիսկ տեսել եմ տարբերակներ, որտեղ L1-ը և Dr1-ը փաթաթված են նույն միջուկի վրա: Ես ինքս չեմ ստուգել:

Սխեման (5)

Սա նաև իրական խթանող փոխարկիչ է, որը կարող է օգտագործվել, օրինակ, մեքենայի մարտկոցից նոութբուքը լիցքավորելու համար: Համեմատիչը մուտքերում (15) վերահսկում է «դոնոր» մարտկոցի լարումը և անջատում է փոխարկիչը, երբ դրա վրա լարումը իջնում ​​է ընտրված շեմից:

Շղթա C8; R12; VD2 - այսպես կոչված Snubber, նախատեսված է ինդուկտիվ արտանետումները ճնշելու համար: Ցածր լարման MOSFET-ը խնայում է, օրինակ IRF3205-ը կարող է դիմակայել, եթե չեմ սխալվում, (ջրահեռացում - աղբյուր) մինչև 50 Վ. Այնուամենայնիվ, դա զգալիորեն նվազեցնում է արդյունավետությունը: Ե՛վ դիոդը, և՛ ռեզիստորը բավականին տաքանում են: Սա մեծացնում է հուսալիությունը: Որոշ ռեժիմներում (սխեմաներում), առանց դրա, հզոր տրանզիստորը պարզապես անմիջապես այրվում է: Բայց երբեմն այն աշխատում է առանց այս ամենի... Պետք է նայել օսցիլոսկոպին...

Սխեման (6)

Push-pull master գեներատոր:
Դիզայնի և ճշգրտման տարբեր տարբերակներ:
Առաջին հայացքից, միացման սխեմաների հսկայական բազմազանությունը իջնում ​​է շատ ավելի համեստ թվով, որոնք իրականում աշխատում են... Առաջին բանը, որ ես սովորաբար անում եմ, երբ տեսնում եմ «խորամանկ» սխեման, այն վերագծելն է ծանոթ ստանդարտով: ինձ. Նախկինում այն ​​կոչվում էր ԳՕՍՏ: Մեր օրերում պարզ չէ, թե ինչպես նկարել, ինչը չափազանց դժվար է դարձնում այն ​​ընկալելը: Եվ թաքցնում է սխալները: Կարծում եմ, որ դա հաճախ դիտավորյալ է արվում։
Կիսամուրջի կամ կամրջի վարպետ օսցիլատոր: Սա ամենապարզ գեներատորն է: Իմպուլսի տևողությունը և հաճախականությունը կարգավորվում են ձեռքով: Դուք կարող եք նաև կարգավորել տևողությունը՝ օգտագործելով (3) ոտքի վրա գտնվող օպտոկապլեր, բայց ճշգրտումը շատ կտրուկ է: Ես այն օգտագործել եմ միկրոսխեմայի աշխատանքը ընդհատելու համար: Որոշ «լուսավորիչներ» ասում են, որ անհնար է կառավարել (3) քորոցով, միկրոշրջանը կվառվի, բայց իմ փորձը հաստատում է այս լուծման ֆունկցիոնալությունը: Ի դեպ, այն հաջողությամբ օգտագործվել է եռակցման ինվերտորում:

Սխեման (10)

Հոսանքի և լարման կարգավորման (կայունացման) իրականացման օրինակներ. Ինձ դուր եկավ այն, ինչ արել եմ թիվ 12 նկարում։ Հավանաբար, պետք չէ տեղադրել կապույտ կոնդենսատորներ, բայց ավելի լավ է դրանք ունենալ:

Սխեման (11)

Էներգամատակարարման սարքերի նախագծման մեջ ներգրավված բոլոր էլեկտրոնային ինժեներները վաղ թե ուշ բախվում են բեռի համարժեքի բացակայության կամ առկա բեռների գործառական սահմանափակումների, ինչպես նաև դրանց չափերի խնդրին: Բարեբախտաբար, ռուսական շուկայում էժան և հզոր դաշտային տրանզիստորների հայտնվելը որոշակիորեն շտկել է իրավիճակը։

Սկսեցին հայտնվել դաշտային տրանզիստորների վրա հիմնված էլեկտրոնային բեռների սիրողական ձևավորումներ, որոնք ավելի հարմար են օգտագործել որպես էլեկտրոնային դիմադրություն, քան նրանց երկբևեռ գործընկերները. նախապատվությունը դրանց օգտագործմանը որպես կարգավորող բաղադրիչ հզոր սարքերում: Ավելին, առաջարկների լայն տեսականի են հայտնվել սարքեր արտադրողների կողմից, որոնց գնացուցակները հագեցած են էլեկտրոնային բեռների մոդելների լայն տեսականիով: Բայց քանի որ արտադրողներն իրենց շատ բարդ և բազմաֆունկցիոնալ արտադրանքները, որոնք կոչվում են «էլեկտրոնային բեռներ», հիմնականում կենտրոնացնում են արտադրության վրա, այդ ապրանքների գներն այնքան բարձր են, որ միայն շատ հարուստ մարդը կարող է իրեն թույլ տալ գնել: Ճիշտ է, լիովին պարզ չէ, թե ինչու է հարուստ մարդուն անհրաժեշտ էլեկտրոնային բեռ:

Ես չեմ նկատել առևտրային արտադրության որևէ EN, որն ուղղված է սիրողական ինժեներական ոլորտին: Սա նշանակում է, որ ամեն ինչ նորից պետք է անեք ինքներդ։ Էհ... Սկսենք:

Էլեկտրոնային բեռի համարժեքի առավելությունները

Ինչու՞ են, սկզբունքորեն, էլեկտրոնային բեռի համարժեքները նախընտրելի ավանդական միջոցներից (հզոր դիմադրություններ, շիկացած լամպեր, ջերմային ջեռուցիչներ և այլ սարքեր) հաճախ դիզայներների կողմից օգտագործվում տարբեր ուժային սարքեր տեղադրելու ժամանակ:

Պորտալի այն քաղաքացիները, ովքեր զբաղվում են էլեկտրամատակարարման նախագծմամբ և վերանորոգմամբ, անկասկած գիտեն այս հարցի պատասխանը: Անձամբ ես տեսնում եմ երկու գործոն, որոնք բավարար են ձեր «լաբորատորիայում» էլեկտրոնային բեռ ունենալու համար. փոքր չափսեր, բեռնվածքի հզորությունը մեծ սահմաններում պարզ միջոցներով կառավարելու ունակություն (նույն կերպ մենք կարգավորում ենք ձայնի ծավալը կամ ելքային լարումը. էլեկտրամատակարարում - սովորական փոփոխական ռեզիստորով և ոչ հզոր անջատիչ կոնտակտներով, ռեոստատի շարժիչով և այլն):

Բացի այդ, էլեկտրոնային բեռնվածքի «գործողությունները» կարող են հեշտությամբ ավտոմատացվել՝ դրանով իսկ ավելի հեշտ և բարդ դարձնելով էլեկտրական սարքի փորձարկումը՝ օգտագործելով էլեկտրոնային բեռ: Միևնույն ժամանակ, իհարկե, ինժեների աչքերն ու ձեռքերը ազատվում են, և աշխատանքն ավելի արդյունավետ է դառնում։ Բայց բոլոր հնարավոր զանգերի, սուլոցների ու կատարելության բերկրանքները այս հոդվածում չեն, և, հավանաբար, մեկ այլ հեղինակի: Միևնույն ժամանակ, խոսենք էլեկտրոնային բեռնվածքի ևս մեկ տեսակի մասին՝ իմպուլսային:

EN-ի իմպուլսային տարբերակի առանձնահատկությունները

Անալոգային էլեկտրոնային բեռները, անշուշտ, լավ են, և նրանցից շատերը, ովքեր օգտագործում էին էլեկտրոնային բեռներ էլեկտրական սարքերը տեղադրելու ժամանակ, գնահատեցին դրա առավելությունները: Իմպուլսային սնուցման սարքերն ունեն իրենց առանձնահատկությունը, ինչը հնարավորություն է տալիս գնահատել սնուցման սնուցման աշխատանքը իմպուլսային բեռի տակ, ինչպիսին է, օրինակ, թվային սարքերի աշխատանքը: Հզոր աուդիո հաճախականության ուժեղացուցիչները նույնպես բնորոշ ազդեցություն ունեն էլեկտրամատակարարման սարքերի վրա, և, հետևաբար, հաճելի կլինի իմանալ, թե կոնկրետ ուժեղացուցիչի համար նախագծված և արտադրված էլեկտրամատակարարումը ինչպես կվարվի որոշակի սահմանված բեռի տակ:

Վերանորոգվող սնուցման աղբյուրները ախտորոշելիս նկատելի է նաև իմպուլսային ԷՆ-ի օգտագործման ազդեցությունը: Օրինակ՝ իմպուլսային ԷՆ-ի օգնությամբ հայտնաբերվել է ժամանակակից համակարգչային սնուցման սարքի անսարքություն։ Այս 850 վտ հզորությամբ սնուցման սարքի հայտարարված անսարքությունը հետևյալն էր. համակարգիչը, երբ աշխատում էր այս սնուցման հետ, ցանկացած հավելվածի հետ աշխատելիս պատահականորեն անջատվում էր ցանկացած պահի, անկախ անջատման պահին սպառված էներգիայից: Նորմալ բեռի համար փորձարկվելիս (+3V, +5V հզոր դիմադրությունների մի փունջ և +12V հալոգեն լամպեր), այս սնուցման աղբյուրը մի քանի ժամ աշխատում էր պայթյունով, չնայած այն հանգամանքին, որ բեռի հզորությունը կազմում էր դրա 2/3-ը։ հռչակված իշխանություն. Անսարքությունն առաջացել է իմպուլսային էլեկտրամատակարարումը +3V ալիքին միացնելիս, և հոսանքի մատակարարումը սկսել է անջատվել հենց ամպաչափի սլաքը հասել է 1A նշագծին։ Այս դեպքում դրական լարման մյուս ալիքներից յուրաքանչյուրի բեռնվածքի հոսանքները չեն գերազանցել 3A-ը: Պարզվեց, որ վերահսկիչ տախտակը անսարք է և փոխարինվեց նմանատիպով (բարեբախտաբար, կար նույն էլեկտրամատակարարման բլոկը այրված էներգաբլոկով), որից հետո էլեկտրամատակարարման բլոկը նորմալ աշխատեց իմպուլսային թույլատրելի առավելագույն հոսանքով: Օգտագործված էլեկտրամատակարարման օրինակ (10A), որը սույն հոդվածի նկարագրության առարկան է:

Գաղափար

Զարկերակային բեռ ստեղծելու գաղափարը ի հայտ եկավ բավականին վաղուց և առաջին անգամ իրականացվեց 2002 թվականին, բայց ոչ ներկայիս տեսքով և այլ տարրերի հիմքի վրա և մի փոքր այլ նպատակներով, և այն ժամանակ բավարար չէին. խթաններ և այլ հիմքեր, որ անձամբ ես զարգացնեմ այս գաղափարը: Այժմ աստղերը այլ կերպ են դասավորված, և ինչ-որ բան հավաքվել է այս սարքի հաջորդ մարմնավորման համար: Մյուս կողմից, սարքը սկզբում ուներ մի փոքր այլ նպատակ՝ ստուգել իմպուլսային տրանսֆորմատորների և խեղդվողների պարամետրերը: Բայց մեկը մյուսին չի խանգարում։ Ի դեպ, եթե որևէ մեկը ցանկանում է ուսումնասիրել ինդուկտիվ բաղադրիչները այս կամ նմանատիպ սարքի միջոցով, խնդրում եմ. ստորև ներկայացված են այս թեմային նվիրված հարգարժան (ուժային էլեկտրոնիկայի ոլորտում) ինժեներների հոդվածների արխիվները:

Այսպիսով, ի՞նչ է սկզբունքորեն «դասական» (անալոգային) EN-ը: Ընթացիկ կայունացուցիչ, որն աշխատում է կարճ միացման ռեժիմում: Եվ ուրիշ ոչինչ։ Եվ նա, ով ցանկացած կրքի ներթափանցման դեպքում ճիշտ կլինի, կփակի լիցքավորիչի կամ եռակցման մեքենայի ելքային տերմինալները և կասի. սա էլեկտրոնային բեռ է: Իհարկե, փաստ չէ, որ նման կարճ միացումը վնասակար հետևանքներ չի ունենա ինչպես սարքերի, այնպես էլ հենց օպերատորի համար, բայց երկու սարքերն էլ իսկապես հոսանքի աղբյուրներ են և կարող են որոշակի ճշգրտումից հետո պնդել, որ էլեկտրոնային բեռ, ինչպես ցանկացած այլ կամայական պարզունակ հոսանքի աղբյուր: Անալոգային EN-ի հոսանքը կախված կլինի փորձարկվող սնուցման աղբյուրի ելքային լարումից, դաշտային տրանզիստորի ալիքի օհմիկ դիմադրությունից, որը սահմանված է դրա դարպասի լարման արժեքով:

Իմպուլսային էլեկտրամատակարարման հոսանքը կախված կլինի պարամետրերի գումարից, որը կներառի իմպուլսի լայնությունը, ելքային անջատիչի բաց ալիքի նվազագույն դիմադրությունը և փորձարկվող էլեկտրամատակարարման հատկությունները (կոնդենսատորների հզորություն, ինդուկտիվություն էլեկտրամատակարարման խեղդուկներ, ելքային լարում):
Երբ անջատիչը բաց է, EN-ը ձևավորում է կարճաժամկետ կարճ միացում, որի դեպքում փորձարկված էներգամատակարարման միավորի կոնդենսատորները լիցքաթափվում են, իսկ խեղդուկները (եթե դրանք պարունակվում են էլեկտրամատակարարման միավորում) հակված են հագեցնելու: Դասական կարճ միացում, սակայն, տեղի չի ունենում, քանի որ Զարկերակային լայնությունը ժամանակի ընթացքում սահմանափակվում է միկրովայրկյանական արժեքներով, որոնք որոշում են էլեկտրամատակարարման կոնդենսատորների լիցքաթափման հոսանքի մեծությունը:
Միևնույն ժամանակ, իմպուլսային էներգիայի մատակարարման փորձարկումն ավելի ծայրահեղ է փորձարկվող էլեկտրամատակարարման համար: Բայց նման ստուգումը բացահայտում է ավելի շատ «որոգայթներ», ներառյալ էլեկտրամատակարարման սարքին մատակարարվող մատակարարման հաղորդիչների որակը: Այսպիսով, իմպուլսային էլեկտրամատակարարումը 12 վոլտ սնուցման աղբյուրին միացնելիս պղնձե լարերը միացնող միջուկի տրամագծով 0,8 մմ և բեռնվածքի հոսանք 5 Ա, էլեկտրական սնուցման վրա օսցիլոգրամը հայտնաբերեց ալիքներ, որոնք ուղղանկյունի հաջորդականություն էին: իմպուլսներ՝ մինչև 2 Վ ճոճանակով և սնուցման լարմանը հավասար ամպլիտուդով սուր բծեր։ Բուն էլեկտրամատակարարման տերմինալներում էլեկտրամատակարարումից գործնականում իմպուլսացիա չի եղել։ Ինքն EN-ի վրա ալիքները նվազեցվեցին նվազագույնի (50 մՎ-ից պակաս)՝ ավելացնելով EN մատակարարող յուրաքանչյուր հաղորդիչի միջուկների քանակը մինչև 6-ի: «Երկմիջուկանի» տարբերակում նվազագույն ալիքը համեմատելի է « վեց միջուկային» տարբերակը ձեռք է բերվել բեռնվածությամբ սնուցող լարերի միացման կետերում տեղադրելով 4700 մՖ հզորությամբ լրացուցիչ էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատոր: Այսպիսով, էլեկտրամատակարարում կառուցելիս իմպուլսային էներգիայի մատակարարումը կարող է շատ օգտակար լինել:

Սխեման

EN-ը հավաքվում է հանրաճանաչ (շնորհիվ մեծ թվով վերամշակված համակարգչային սնուցման աղբյուրների) բաղադրիչների միջոցով: EN շղթան պարունակում է կարգավորելի հաճախականությամբ և իմպուլսային լայնությամբ գեներատոր, ջերմային և հոսանքի պաշտպանություն: Գեներատորը պատրաստված է PWM-ի միջոցով TL494.

Հաճախականության ճշգրտումն իրականացվում է փոփոխական ռեզիստորով R1; աշխատանքային ցիկլ - R2; ջերմային զգայունություն - R4; ընթացիկ սահմանաչափ - R14:
Գեներատորի ելքը սնուցվում է էմիտերի հետևորդով (VT1, VT2), որպեսզի աշխատի 4 և ավելի դաշտային ազդեցության տրանզիստորների դարպասի հզորության վրա:

Շղթայի գեներատորի հատվածը և VT1, VT2 տրանզիստորների բուֆերային փուլը կարող են սնուցվել առանձին հոսանքի աղբյուրից՝ +12...15V ելքային լարմամբ և մինչև 2A հոսանքով կամ հոսանքի +12V ալիքից։ մատակարարումը փորձարկվում է.

EN-ի ելքը (դաշտային ազդեցության տրանզիստորի արտահոսքը) միացված է փորձարկվող սնուցման աղբյուրի «+»-ին, EN-ի ընդհանուր լարը միացված է սնուցման ընդհանուր լարին: Դաշտային տրանզիստորների դարպասներից յուրաքանչյուրը (դրանց խմբային օգտագործման դեպքում) պետք է միացված լինի բուֆերային փուլի ելքին իր սեփական դիմադրությամբ՝ հավասարեցնելով դարպասի պարամետրերի տարբերությունը (հզորություն, շեմային լարում) և ապահովելով համաժամանակյա շահագործում։ անջատիչների:

Լուսանկարները ցույց են տալիս, որ EN տախտակն ունի մի զույգ LED-ներ. կանաչ - բեռնվածքի հզորության ցուցիչ, կարմիրը ցույց է տալիս միկրոշրջանի սխալի ուժեղացուցիչների աշխատանքը կրիտիկական ջերմաստիճանում (մշտական ​​լույս) կամ երբ հոսանքը սահմանափակ է (հազիվ նկատելի թարթում): Կարմիր LED- ի աշխատանքը վերահսկվում է KT315 տրանզիստորի վրա գտնվող բանալիով, որի թողարկիչը միացված է ընդհանուր մետաղալարին. հիմք (5-15 կՕհմ ռեզիստորի միջոցով) միկրոսխեմայի 3-րդ կապով; կոլեկցիոներ - (1,1 կՕհմ ռեզիստորի միջոցով) LED-ի կաթոդով, որի անոդը միացված է DA1 միկրոսխեմայի 8, 11, 12 կապանքներին: Այս հանգույցը ցուցադրված չէ դիագրամում, քանի որ բացարձակապես պարտադիր չէ։

R16 ռեզիստորի վերաբերյալ. Երբ դրա միջով անցնում է 10 Ա հոսանք, ռեզիստորի կողմից ցրված հզորությունը կլինի 5 Վտ (դիագրամում նշված դիմադրությամբ): Փաստացի նախագծում օգտագործվում է 0,1 Օմ դիմադրություն ունեցող ռեզիստոր (պահանջվող արժեքը չի գտնվել), և դրա մարմնում ցրված հզորությունը նույն հոսանքի դեպքում կկազմի 10 Վտ: Այս դեպքում ռեզիստորի ջերմաստիճանը շատ ավելի բարձր է, քան EN ստեղների ջերմաստիճանը, որոնք (լուսանկարում ցուցադրված ռադիատորն օգտագործելիս) շատ չեն տաքանում։ Հետևաբար, ավելի լավ է ջերմաստիճանի ցուցիչը տեղադրել R16 ռեզիստորի վրա (կամ մոտակայքում), այլ ոչ թե EN ստեղներով ռադիատորի վրա:

Երեկ մենք մոտեցանք այս PWM կարգավորիչի գործնական ուսումնասիրությանը: Ես կուտակել եմ մոտ 30 անսարք բլոկ։ Չգիտեմ առաջինը ինչ ա, հավաքել եմ, որ սովորեմ վերանորոգել, կամ երազել եմ սովորել վերանորոգել ու դրա համար հավաքել եմ =))) գնել եմ miniDSO DS203 խաղալիք օսցիլոսկոպ (արդեն մի քանի տարի առաջ), հիմնականում գործնական նպատակներով իմպուլսային աղբյուրների ուսումնասիրություններ: Հետո ես խաղացի դրա հետ և հրաժարվեցի էլեկտրամատակարարման վերանորոգման գաղափարից: Ես չունեի բավարար փորձ և բարոյականություն՝ հասկանալու միկրոշրջանի կառուցվածքը։
Մինչ այժմ ես կարողացել եմ վերանորոգել միայն փոքր վնասված բլոկները:
Ինտերնետում կան ավելի քան բավարար նկարագրություններ, թե ինչպես է աշխատում միկրոսխեման, ես, օրինակ, նախկինում կարդացել եմ այս հոդվածը, բայց ես անմիջապես ոչինչ չհասկացա:
Վերահսկիչ չիպ TL494
Եվ հետո ես հանդիպեցի մի տեսանյութ, որտեղ մի տղա հեշտությամբ վերցնում և վերանորոգում է բլոկը:
Հղում դեպի այն պահը, երբ նա ստուգում է PWM չիպի սպասարկելիությունը:
ATX էլեկտրամատակարարման ճիշտ վերանորոգում (TheMovieAll-ի կողմից)
Ընդհանուր առմամբ, ես նորից հանեցի անսարք բլոկներից մեկը և սկսեցի կրկնել դրանից հետո.
AT բլոկի վրա փորձարկումը հաջողվեց անմիջապես, երբ էլեկտրաէներգիան մատակարարվեց արտաքին աղբյուրից, միկրոսխեման գործարկվեց, և ես կարողացա դիտարկել «ճիշտ» օսցիլոգրամները միկրոշրջանի 5-րդ, 8-րդ և 11-րդ ոտքերի վրա: Դա անմիջապես չստացվեց ATX-ով:
Որոշ ժամանակ տանջվելուց հետո, փորձելով գործարկել PWM-ը մի քանի ATX բլոկներում, ես մտածեցի, որ չի կարող լինել, որ PWM-ն բոլորի մեջ սխալ է: Այսպիսով, ես ինչ-որ բան սխալ եմ անում: Միայն դրանից հետո առաջացավ PS-on ազդանշանի գաղափարը: Ես այն կարճացրեցի գետնին և այն աշխատեց: Այստեղ ես կցանկանայի ավելացնել, որ 4-րդ ոտքի վրա ռեզիստորի կարճացումը համընդհանուր մեթոդ չէ, դա կախված է բլոկային տախտակի կոնկրետ ձևավորումից, հաճախ DTC-ն միացվում է Vref-ին այնպես, որ դրանք չեն կարող անջատվել առանց կտրելու: հետեւել. TheMovieAll տղայի բախտը բերել է, նա կարճացրել է ռեզիստորը և Vref-ը գետնին չի դրել: Այս ռեզիստորին ավելի լավ է ընդհանրապես չդիպչել։ Ավելի ճիշտ մեթոդ է ROM.by հայտնի կայքի ցուցումները, կետ 3: Չնայած ես կարդացել եմ այն ​​մի քանի տարի առաջ, բայց տեղեկատվության առատությունը թույլ չի տվել հասկանալ և հասկանալ: Դե, ըստ երեւույթին, որոշ բաներ հասկանալու համար տարիներ են պահանջվում =)))
ROM.by: ABC երիտասարդ էլեկտրամատակարարման վերանորոգողի: Կարդացեք այն, հետո հարց տվեք.
Մեջբերում.
«PWM chip TL494 և նմանատիպերի ստուգում (KA7500):
Մնացած PWM-ների մասին լրացուցիչ տեղեկություններ կգրվեն:
1. Միացրեք միավորը ցանցին: 12-րդ ոտքի վրա պետք է լինի մոտ 12-30 Վ:
2. Եթե ոչ, ստուգեք հերթապահ սենյակը: Եթե ​​կա, ստուգեք 14-րդ ոտքի լարումը, այն պետք է լինի +5V (+-5%):
3. Եթե ոչ, փոխեք միկրոշրջանը: Եթե ​​այո, ստուգեք 4-րդ ոտքի վարքը, երբ PS-ON-ը կարճացված է գետնին: Շղթայից առաջ պետք է լինի մոտ 3...5Վ, հետո՝ մոտ 0։
4. Տեղադրեք jumper-ը 16-րդ ոտքից (ընթացիկ պաշտպանություն) գետնին (եթե չի օգտագործվում, այն արդեն նստած է գետնին): Այսպիսով, մենք ժամանակավորապես անջատում ենք MS ընթացիկ պաշտպանությունը:
5. Մենք փակում ենք PS-ON-ը գետնին և դիտում իմպուլսներ PWM-ի 8-րդ և 11-րդ ոտքերի վրա, այնուհետև առանցքային տրանզիստորների հիմքերի վրա:
6. Եթե 8 կամ 11 ոտքերի վրա իմպուլսներ չկան կամ PWM-ը տաքանում է, փոխեք միկրոշրջանը: Ցանկալի է օգտագործել հայտնի արտադրողների միկրոսխեմաներ (Texas Instruments, Fairchild Semiconductor և այլն):
7. Եթե նկարը գեղեցիկ է, ապա PWM-ի և drive-ի կասկադը կարելի է համարել կենդանի:
8. Եթե առանցքային տրանզիստորների վրա իմպուլսներ չկան, մենք ստուգում ենք միջանկյալ փուլը (շարժիչը) - սովորաբար 2 հատ C945 կոլեկտորներով շարժական տրանսի վրա, երկու 1N4148 և 1...10 μF հզորություններ 50 Վ-ում, դիոդներ դրանց լարերում: , առանցքային տրանզիստորներն իրենք են, ուժային ոտքերի տրանսֆորմատորի և տարանջատող կոնդենսատորի զոդում։