TL494-ի վրա հիմնված անջատիչ լաբորատոր սնուցման սխեման: Բարձրացնող լարման փոխարկիչ TL494 Ինքնուրույն զարկերակային ուժեղացուցիչ փոխարկիչի վրա TL494-ի վրա

Անջատիչ սնուցման աղբյուր TL494 ԵՎ IR2110 ՀԱՄԱՐ

Ավտոմոբիլային և ցանցային լարման փոխարկիչների մեծ մասը հիմնված է մասնագիտացված TL494 կարգավորիչի վրա, և քանի որ այն հիմնականն է, անարդարացի կլինի համառոտ չխոսել դրա գործունեության սկզբունքի մասին:
TL494 կարգավորիչը պլաստիկ DIP16 փաթեթ է (կան նաև հարթ փաթեթի տարբերակներ, բայց այն չի օգտագործվում այս ձևավորումներում): Կարգավորիչի ֆունկցիոնալ դիագրամը ներկայացված է Նկար 1-ում:

Նկար 1 - TL494 չիպի բլոկային դիագրամ:

Ինչպես երևում է նկարից, TL494 միկրոսխեման ունի շատ զարգացած կառավարման սխեմաներ, ինչը հնարավորություն է տալիս դրա հիման վրա փոխարկիչներ կառուցել գրեթե ցանկացած պահանջներին համապատասխան, բայց նախ մի քանի խոսք վերահսկիչի ֆունկցիոնալ միավորների մասին:
ION սխեմաներ և պաշտպանություն թերլարումից: Շղթան միանում է, երբ հզորությունը հասնում է 5.5..7.0 Վ-ի շեմին (սովորական արժեքը 6.4 Վ): Մինչ այս պահը ներքին հսկողության ավտոբուսներն արգելում են գեներատորի և շղթայի տրամաբանական մասի աշխատանքը։ Առանց բեռի հոսանքը մատակարարման լարման +15 Վ (ելքային տրանզիստորներն անջատված են) 10 մԱ-ից ոչ ավելի է: ION +5V (+4,75..+5,25 V, ելքային կայունացում +/- 25մՎ-ից ոչ վատ) ապահովում է հոսող հոսանք մինչև 10 մԱ: ION-ը կարող է ուժեղացվել միայն NPN թողարկիչի միջոցով (տես TI էջ 19-20), սակայն նման «կայունացուցիչի» ելքի լարումը մեծապես կախված կլինի բեռնվածքի հոսանքից:
Գեներատորառաջացնում է 0..+3.0V սղոցի լարում (ամպլիտուդան սահմանվում է ION-ի կողմից) ժամանակային կոնդենսատորի Ct (փին 5) TL494 Texas Instruments-ի համար և 0...+2.8V TL494 Motorola-ի համար (ինչ կարող ենք մենք անել): սպասել ուրիշներից?), համապատասխանաբար, TI F =1.0/(RtCt), Motorola-ի համար F=1.1/(RtCt):
Թույլատրելի գործառնական հաճախականություններ 1-ից մինչև 300 կՀց, առաջարկվող միջակայքով Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF: Այս դեպքում հաճախականության բնորոշ ջերմաստիճանի շեղումը (իհարկե, առանց կցված բաղադրիչների շեղումը հաշվի առնելու) +/-3% է, իսկ մատակարարման լարումից կախված հաճախականության շեղումը 0,1% է ողջ թույլատրելի միջակայքում:
Հեռակա անջատման համար գեներատոր, դուք կարող եք օգտագործել արտաքին բանալի՝ Rt մուտքը (6) կարճ միացնելու համար ION ելքին կամ կարճ միացնել Ct-ը գետնին: Իհարկե, Rt, Ct ընտրելիս պետք է հաշվի առնել բաց անջատիչի արտահոսքի դիմադրությունը:
Հանգստի փուլային հսկողության մուտքագրում (հերթական գործակիցը) հանգստի փուլի համեմատիչի միջոցով սահմանում է անհրաժեշտ նվազագույն դադարը շղթայի թեւերում իմպուլսների միջև: Սա անհրաժեշտ է ինչպես IC-ից դուրս հոսանքի փուլերում հոսանքը կանխելու համար, այնպես էլ ձգանի կայուն աշխատանքի համար - TL494-ի թվային մասի միացման ժամանակը 200 ns է: Ելքային ազդանշանը միացված է, երբ սղոցը գերազանցում է 4-րդ (DT) հսկիչ մուտքի լարումը Ct-ով: Մինչև 150 կՀց ժամային հաճախականություններում՝ զրոյական հսկիչ լարման դեպքում, հանգստի փուլը = ժամանակաշրջանի 3% (հսկիչ ազդանշանի համարժեք կողմնակալություն 100..120 մՎ), բարձր հաճախականությունների դեպքում ներկառուցված ուղղումը ընդլայնում է հանգստի փուլը մինչև 200: .300 ns.
Օգտագործելով DT մուտքային սխեման, դուք կարող եք սահմանել ֆիքսված հանգստի փուլ (R-R բաժանարար), փափուկ մեկնարկի ռեժիմ (R-C), հեռակառավարման անջատում (բանալին), ինչպես նաև օգտագործել DT-ն որպես գծային կառավարման մուտք: Մուտքային սխեման հավաքվում է PNP տրանզիստորների միջոցով, ուստի մուտքային հոսանքը (մինչև 1,0 μA) հոսում է IC-ից, այլ ոչ թե դրա մեջ: Հոսանքը բավականին մեծ է, ուստի պետք է խուսափել բարձր դիմադրողականությունից (100 կՕմ-ից ոչ ավելի): Տե՛ս TI, էջ 23՝ ալիքներից պաշտպանության օրինակի համար՝ օգտագործելով TL430 (431) 3 կապող zener դիոդ:
Սխալների ուժեղացուցիչներ - փաստորեն, օպերացիոն ուժեղացուցիչներ Ku = 70..95 դԲ մշտական լարման ժամանակ (60 դԲ վաղ շարքի համար), Ku = 1 350 կՀց հաճախականությամբ: Մուտքային սխեմաները հավաքվում են PNP տրանզիստորների միջոցով, ուստի մուտքային հոսանքը (մինչև 1.0 μA) հոսում է IC-ից, այլ ոչ թե դրա մեջ: Հոսանքը բավականին մեծ է op-amp-ի համար, կողմնակալության լարումը նույնպես բարձր է (մինչև 10 մՎ), այնպես որ պետք է խուսափել հսկիչ սխեմաների բարձր դիմադրողականությունից (ոչ ավելի, քան 100 կՕմ): Բայց pnp մուտքերի օգտագործման շնորհիվ մուտքային լարման միջակայքը -0.3V-ից մինչև Vsupply-2V է:
RC հաճախականությունից կախված ՕՀ օգտագործելիս պետք է հիշել, որ ուժեղացուցիչների ելքը իրականում միակողմանի է (սերիական դիոդ!), ուստի այն կլիցքավորի հզորությունը (վերև) և երկար ժամանակ կպահանջվի ներքև լիցքաթափվելու համար: Այս ելքի լարումը 0..+3.5 Վ-ի սահմաններում է (գեներատորի ճոճանակից մի փոքր ավելի), այնուհետև լարման գործակիցը կտրուկ իջնում է և ելքի մոտ 4.5 Վ-ում ուժեղացուցիչները հագեցած են: Նմանապես, ուժեղացուցիչի ելքային շղթայում (հետադարձ կապի հանգույց) պետք է խուսափել ցածր դիմադրողականությամբ դիմադրողներից:
Ուժեղացուցիչները նախատեսված չեն աշխատանքային հաճախականության մեկ ժամացույցի ընթացքում աշխատելու համար: Ուժեղացուցիչի ներսում ազդանշանի տարածման 400 ն ուշացումով դրանք չափազանց դանդաղ են դրա համար, և ձգանման կառավարման տրամաբանությունը դա թույլ չի տալիս (կողային իմպուլսները կհայտնվեն ելքի վրա): Իրական PN սխեմաներում ՕՀ-ի շղթայի անջատման հաճախականությունը ընտրվում է 200-10000 Հց կարգով:
Գործարկման և ելքի կառավարման տրամաբանություն - Առնվազն 7 Վ սնուցման լարման դեպքում, եթե գեներատորում սղոցի լարումը ավելի մեծ է, քան DT կառավարման մուտքի մոտ, և եթե սղոցի լարումը ավելի մեծ է, քան սխալի ուժեղացուցիչներից որևէ մեկում (հաշվի առնելով ներկառուցված շեմերը և offsets) - թույլատրվում է միացման ելքը: Երբ գեներատորը վերականգնվում է առավելագույնից մինչև զրոյի, ելքերը անջատվում են: Պարաֆազային ելքով ձգան հաճախականությունը կիսով չափ բաժանում է: Տրամաբանական 0-ով մուտքային 13-ում (ելքային ռեժիմ), ձգանման փուլերը համակցվում են OR-ով և միաժամանակ մատակարարվում են երկու ելքերին՝ տրամաբանական 1-ով, դրանք փուլային մատակարարվում են յուրաքանչյուր ելքի առանձին:
Ելքային տրանզիստորներ - npn Darlingtons ներկառուցված ջերմային պաշտպանությամբ (բայց առանց ընթացիկ պաշտպանության): Այսպիսով, նվազագույն լարման անկումը կոլեկտորի (սովորաբար փակ է դրական ավտոբուսի համար) և թողարկիչի (բեռնվածության դեպքում) միջև 1,5 Վ է (բնորոշ է 200 մԱ), իսկ ընդհանուր թողարկիչ ունեցող շղթայում մի փոքր ավելի լավ է՝ 1,1։ V բնորոշ. Առավելագույն ելքային հոսանքը (մեկ բաց տրանզիստորով) սահմանափակվում է 500 մԱ-ով, ամբողջ չիպի համար առավելագույն հզորությունը 1 Վտ է:
Անջատիչ սնուցման աղբյուրները աստիճանաբար փոխարինում են իրենց ավանդական հարազատներին աուդիո ճարտարագիտության մեջ, քանի որ դրանք նկատելիորեն ավելի գրավիչ են թվում ինչպես տնտեսապես, այնպես էլ չափերով: Միևնույն գործոնը, որ անջատիչ սնուցման աղբյուրները զգալիորեն նպաստում են ուժեղացուցիչի խեղաթյուրմանը, մասնավորապես լրացուցիչ երանգների տեսքը, այլևս տեղին չէ հիմնականում երկու պատճառով. ժամանակակից տարրերի բազան հնարավորություն է տալիս նախագծել փոխակերպման հաճախականությամբ փոխարկիչներ 40-ից զգալիորեն ավելի բարձր: kHz, հետևաբար էլեկտրամատակարարման կողմից ներդրված էներգիայի մոդուլյացիան արդեն կլինի ուլտրաձայնային: Բացի այդ, ավելի բարձր էներգիայի մատակարարման հաճախականությունը շատ ավելի հեշտ է զտել, և սնուցման սխեմաների երկայնքով երկու L-աձև LC ֆիլտրերի օգտագործումն արդեն բավականաչափ հարթեցնում է այդ հաճախականությունների ալիքները:
Իհարկե, այս մեղրի տակառի մեջ քսուքի մեջ ճանճ կա. սնուցման ուժեղացուցիչի և իմպուլսային տիպային սնուցման գնի տարբերությունը ավելի նկատելի է դառնում, քանի որ այս միավորի հզորությունը մեծանում է, այսինքն. Որքան հզոր է էլեկտրամատակարարումը, այնքան ավելի շահավետ է այն իր ստանդարտ գործընկերոջ նկատմամբ:
Եվ սա դեռ ամենը չէ։ Անջատիչ սնուցման աղբյուրներ օգտագործելիս անհրաժեշտ է պահպանել բարձր հաճախականության սարքերի տեղադրման կանոնները, մասնավորապես՝ լրացուցիչ էկրանների օգտագործումը, ընդհանուր լարերի հոսանքի մասը ջերմատախտակներին սնուցելը, ինչպես նաև հողի ճիշտ լարերը և միացումը: պաշտպանիչ հյուսեր և հաղորդիչներ:
Էլեկտրաէներգիայի ուժեղացուցիչների անջատման սնուցման առանձնահատկությունների մասին կարճ լիրիկական շեղումից հետո, 400 Վտ հզորությամբ էլեկտրամատակարարման իրական շղթայի դիագրամը.

Նկար 1. Մինչև 400 Վտ հզորության ուժեղացուցիչների անջատիչ սնուցման սխեմատիկ դիագրամ
ՄԵԾԱՑՆԵԼ ԼԱՎ ՈՐԱԿՈՎ

Այս սնուցման կարգավորիչը TL494 է: Իհարկե, այս առաջադրանքը կատարելու համար կան ավելի ժամանակակից չիպեր, բայց մենք օգտագործում ենք այս հատուկ կարգավորիչը երկու պատճառով. այն շատ հեշտ է գնել: Բավականին երկար ժամանակ Տեխաս Ինսթրումենթսից TL494-ն օգտագործվել է արտադրված էլեկտրամատակարարման մեջ, որակի հետ կապված խնդիրներ չեն հայտնաբերվել: Սխալների ուժեղացուցիչը ծածկված է OOS-ով, ինչը հնարավորություն է տալիս հասնել բավականին մեծ գործակից: կայունացում (R4 և R6 ռեզիստորների հարաբերակցությունը):
TL494 կարգավորիչից հետո կա IR2110 կիսակամուրջի վարորդ, որն իրականում վերահսկում է ուժային տրանզիստորների դարպասները: Վարորդի օգտագործումը հնարավորություն տվեց հրաժարվել համապատասխան տրանսֆորմատորից, որը լայնորեն օգտագործվում է համակարգչային սնուցման սարքերում: IR2110 վարորդը բեռնված է դարպասների վրա R24-VD4 և R25-VD5 շղթաներով, որոնք արագացնում են դաշտային դարպասների փակումը:
VT2 և VT3 հոսանքի անջատիչները գործում են ուժային տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն վրա: Տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն մեջ փոփոխական լարման ստացման համար անհրաժեշտ միջնակետը ձևավորվում է R30-C26 և R31-C27 տարրերով:
Մի քանի խոսք TL494-ի միացման էլեկտրամատակարարման գործառնական ալգորիթմի մասին.
Ցանցի 220 Վ լարման մատակարարման պահին առաջնային սնուցման ֆիլտրերի C15 և C16 հզորությունները վարակվում են R8 և R11 ռեզիստորների միջոցով, ինչը թույլ չի տալիս դիոլային կամուրջը ծանրաբեռնել ամբողջությամբ լիցքաթափված կարճ միացման հոսանքով: C15 և C16. Միևնույն ժամանակ, C1, C3, C6, C19 կոնդենսատորները լիցքավորվում են R16, R18, R20 և R22 ռեզիստորների, 7815 կայունացուցիչի և R21 ռեզիստորի միջոցով:
Հենց որ C6 կոնդենսատորի լարումը հասնում է 12 Վ-ի, Zener VD1 դիոդը «կոտրվում է» և հոսանքը սկսում է հոսել դրա միջով՝ լիցքավորելով C18 կոնդենսատորը, և հենց որ այս կոնդենսատորի դրական տերմինալը հասնում է VS2 տիրիստորի բացման համար բավարար արժեքի։ , կբացվի։ Սա կմիացնի ռելե K1, որն իր կոնտակտներով կշրջանցի ընթացիկ սահմանափակող դիմադրությունները R8 և R11: Բացի այդ, բացված թրիստորը VT1 կբացի տրանզիստորը և՛ TL494, և՛ IR2110 կիսակամուրջի վարորդին: Կարգավորիչը կսկսի փափուկ մեկնարկի ռեժիմը, որի տևողությունը կախված է R7 և C13 վարկանիշներից:
Փափուկ մեկնարկի ժամանակ ուժային տրանզիստորները բացող իմպուլսների տեւողությունը աստիճանաբար աճում է, դրանով աստիճանաբար լիցքավորելով երկրորդային էներգիայի կոնդենսատորները եւ սահմանափակելով ընթացիկ ուղղիչ դիոդների միջոցով: Տևողությունը մեծանում է այնքան ժամանակ, մինչև երկրորդական մատակարարումը բավարար լինի IC1 օպտիկամանրաթելային լուսադիոդը բացելու համար: Հենց որ optocoupler LED-ի պայծառությունը բավարար դառնա տրանզիստորը բացելու համար, իմպուլսի տևողությունը կդադարի աճել (Նկար 2):

Նկար 2. Փափուկ մեկնարկի ռեժիմ:

Այստեղ պետք է նշել, որ փափուկ մեկնարկի տևողությունը սահմանափակ է, քանի որ R16, R18, R20, R22 ռեզիստորների միջով անցնող հոսանքը բավարար չէ TL494 կարգավորիչը, IR2110 վարորդը և միացված ռելեի ոլորունը՝ մատակարարումը: Այս միկրոսխեմաների լարումը կսկսի նվազել և շուտով կնվազի մինչև մի արժեք, որի դեպքում TL494-ը կդադարեցնի կառավարման իմպուլսներ արտադրել: Եվ հենց այս պահն է, որ պետք է ավարտվի փափուկ մեկնարկի ռեժիմը, և փոխարկիչը պետք է վերադառնա նորմալ աշխատանքի, քանի որ TL494 կարգավորիչը և IR2110 վարորդը իրենց հիմնական հզորությունը ստանում են ուժային տրանսֆորմատորից (VD9, VD10 - միջին կետի ուղղիչ, R23- C1-C3 - RC ֆիլտր, IC3-ը 15 Վ կայունացուցիչ է) և այդ պատճառով C1, C3, C6, C19 կոնդենսատորներն ունեն այդքան մեծ արժեքներ. նրանք պետք է պահպանեն վերահսկիչի էներգիայի մատակարարումը, մինչև այն վերադառնա նորմալ աշխատանքի:
TL494-ը կայունացնում է ելքային լարումը` փոխելով ուժային տրանզիստորների կառավարման իմպուլսների տեւողությունը հաստատուն հաճախականությամբ - Pulse-Width Modulation - PWM. Դա հնարավոր է միայն այն դեպքում, եթե ուժային տրանսֆորմատորի երկրորդական լարման արժեքը ավելի բարձր է, քան պահանջվում է կայունացուցիչի ելքում առնվազն 30%, բայց ոչ ավելի, քան 60%:

Նկար 3. PWM կայունացուցիչի շահագործման սկզբունքը:

Երբ բեռը մեծանում է, ելքային լարումը սկսում է նվազել, օպտիկացանցային LED IC1-ը սկսում է ավելի քիչ շողալ, օպտիկացանցային տրանզիստորը փակվում է՝ նվազեցնելով սխալի ուժեղացուցիչի լարումը և դրանով իսկ մեծացնելով կառավարման իմպուլսների տևողությունը մինչև արդյունավետ լարումը հասնի կայունացման արժեքին: (Նկար 3): Քանի որ բեռը նվազում է, լարումը կսկսի աճել, IC1 օպտոկապլերի LED-ը կսկսի ավելի պայծառ փայլել, դրանով իսկ բացելով տրանզիստորը և նվազեցնելով հսկիչ իմպուլսների տևողությունը, մինչև ելքային լարման արդյունավետ արժեքը կնվազի մինչև կայունացված արժեք: Կայունացված լարման քանակը կարգավորվում է R26 ռեզիստորի կտրվածքով:
Պետք է նշել, որ TL494 կարգավորիչը չի կարգավորում յուրաքանչյուր իմպուլսի տեւողությունը՝ կախված ելքային լարումից, այլ միայն միջին արժեքը, այսինքն. չափիչ մասն ունի որոշակի իներցիա։ Այնուամենայնիվ, նույնիսկ 2200 μF հզորությամբ երկրորդային էլեկտրամատակարարման մեջ տեղադրված կոնդենսատորների դեպքում էլեկտրաէներգիայի խափանումները գագաթնակետային կարճաժամկետ բեռների դեպքում չեն գերազանցում 5% -ը, ինչը միանգամայն ընդունելի է HI-FI դասի սարքավորումների համար: Մենք սովորաբար կոնդենսատորներ ենք տեղադրում 4700 uF երկրորդային էլեկտրամատակարարման մեջ, ինչը տալիս է գագաթնակետային արժեքների վստահ մարժա, իսկ խմբային կայունացման խեղդուկի օգտագործումը թույլ է տալիս վերահսկել բոլոր 4 ելքային հոսանքի լարումները:
Այս անջատիչ սնուցման աղբյուրը հագեցած է գերբեռնվածության պաշտպանությամբ, որի չափիչ տարրը հոսանքի տրանսֆորմատոր TV1-ն է։ Հենց որ հոսանքը հասնում է կրիտիկական արժեքի, թրիստոր VS1-ը բացվում է և շրջանցում էներգամատակարարումը մինչև կարգավորիչի վերջնական փուլ: Վերահսկիչ իմպուլսները անհետանում են, և էլեկտրամատակարարումը անցնում է սպասման ռեժիմի, որը կարող է բավականին երկար մնալ, քանի որ տիրիստոր VS2-ը շարունակում է բաց մնալ. R16, R18, R20 և R22 ռեզիստորների միջով հոսող հոսանքը բավարար է այն պահելու համար։ բաց վիճակում։ Ինչպես հաշվարկել ընթացիկ տրանսֆորմատորը:
Սպասման ռեժիմից սնուցումից դուրս գալու համար պետք է սեղմել SA3 կոճակը, որն իր կոնտակտներով կշրջանցի թրիստոր VS2-ը, հոսանքը կդադարի նրա միջով անցնել և այն կփակվի։ Հենց որ SA3 կոնտակտները բացվում են, տրանզիստորը VT1 փակվում է ինքն իրեն՝ հոսանքազրկելով կարգավորիչից և վարորդից: Այսպիսով, կառավարման սխեման կանցնի նվազագույն սպառման ռեժիմի. տիրիստոր VS2-ը փակ է, հետևաբար ռելե K1-ն անջատված է, տրանզիստոր VT1-ը փակ է, հետևաբար կարգավորիչը և վարորդը անջատված են: C1, C3, C6 և C19 կոնդենսատորները սկսում են լիցքավորվել և հենց որ լարումը հասնում է 12 Վ-ի, թրիստոր VS2-ը բացվում է և միանում է անջատիչ սնուցումը:
Եթե Ձեզ անհրաժեշտ է էլեկտրամատակարարումը միացնել սպասման ռեժիմին, կարող եք օգտագործել SA2 կոճակը, երբ սեղմված է, տրանզիստորի VT1 բազան և թողարկիչը կմիանան: Տրանզիստորը կփակի և կհեռացնի կարգավորիչը և վարորդը: Վերահսկիչ իմպուլսները կվերանան, իսկ երկրորդական լարումները կվերանան: Այնուամենայնիվ, հոսանքը չի հանվի ռելե K1-ից, և փոխարկիչը չի վերագործարկվի:
Շղթայի այս ձևավորումը թույլ է տալիս հավաքել սնուցման աղբյուրներ 300-400 Վտ-ից մինչև 2000 Վտ, իհարկե, որոշ սխեմայի տարրեր պետք է փոխարինվեն, քանի որ դրանց պարամետրերը պարզապես չեն կարող դիմակայել ծանր բեռներին:
Ավելի հզոր տարբերակներ հավաքելիս պետք է ուշադրություն դարձնել առաջնային էլեկտրամատակարարման հարթեցման ֆիլտրերի C15 և C16 կոնդենսատորներին: Այս կոնդենսատորների ընդհանուր հզորությունը պետք է համաչափ լինի էլեկտրամատակարարման հզորությանը և համապատասխանի լարման փոխարկիչի ելքային հզորության 1 Վտ համամասնությանը, որը համապատասխանում է առաջնային էներգիայի ֆիլտրի կոնդենսատորի հզորության 1 μF-ին: Այսինքն, եթե սնուցման հզորությունը 400 Վտ է, ապա պետք է օգտագործել 220 μF հզորությամբ 2 կոնդենսատոր, եթե հզորությունը 1000 Վտ է, ապա պետք է տեղադրվի 470 μF հզորությամբ 2 կամ 680 μF-ից երկուսը։
Այս պահանջը երկու նպատակ ունի. Նախ, առաջնային մատակարարման լարման ալիքը նվազում է, ինչը հեշտացնում է ելքային լարման կայունացումը: Երկրորդ, մեկի փոխարեն երկու կոնդենսատորի օգտագործումը հեշտացնում է հենց կոնդենսատորի աշխատանքը, քանի որ TK շարքի էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորները շատ ավելի հեշտ են ձեռք բերել, և դրանք ամբողջությամբ նախատեսված չեն բարձր հաճախականության սնուցման սարքերում օգտագործելու համար. ներքին դիմադրությունը չափազանց բարձր է: իսկ բարձր հաճախականություններում այս կոնդենսատորները կջերմանան: Օգտագործելով երկու կտոր, ներքին դիմադրությունը նվազում է, և արդյունքում ջեռուցումը բաժանվում է երկու կոնդենսատորների միջև:
Երբ օգտագործվում են որպես ուժային տրանզիստորներ IRF740, IRF840, STP10NK60 և նմանատիպեր (ցանցային փոխարկիչներում առավել հաճախ օգտագործվող տրանզիստորների մասին լրացուցիչ տեղեկությունների համար տե՛ս էջի ներքևի աղյուսակը), VD4 և VD5 դիոդները կարող են ընդհանրապես հրաժարվել, և արժեքները R24 և R25 ռեզիստորները կարող են կրճատվել մինչև 22 Ohms - հզորություն IR2110 դրայվերը բավականին բավարար է այս տրանզիստորները կառավարելու համար: Եթե հավաքվում է ավելի հզոր անջատիչ էլեկտրամատակարարում, ապա ավելի հզոր տրանզիստորներ կպահանջվեն: Պետք է ուշադրություն դարձնել տրանզիստորի և՛ առավելագույն հոսանքին, և՛ դրա ցրման հզորությանը. միացման կայունացված սնուցման աղբյուրները շատ զգայուն են սնուցման ճիշտ տեղադրման նկատմամբ, և առանց դրա էլեկտրամատակարարման տրանզիստորներն ավելի են տաքանում, քանի որ սկսվում են ինքնահոսքի պատճառով առաջացած հոսանքները: հոսել տրանզիստորներում տեղադրված դիոդների միջով։ Կարդացեք ավելին, թե ինչ է ընտրելու նավը:
Բացի այդ, փակման ժամանակը, որն ավելանում է առանց խցիկի, զգալի ներդրում է ունենում ջեռուցման գործում. տրանզիստորը ավելի երկար է մնում գծային ռեժիմում:
Շատ հաճախ նրանք մոռանում են դաշտային տրանզիստորների ևս մեկ հատկանիշի մասին՝ ջերմաստիճանի բարձրացման հետ նրանց առավելագույն հոսանքը նվազում է և բավականին ուժեղ: Ելնելով դրանից՝ էլեկտրամատակարարման միացման համար էլեկտրամատակարարման տրանզիստորներ ընտրելիս պետք է ունենաք առնվազն երկու անգամ առավելագույն հոսանքի պաշար ուժի ուժեղացուցիչի սնուցման համար և եռապատիկ ռեզերվ՝ մեծ, անփոփոխ բեռի վրա աշխատող սարքերի համար, օրինակ՝ ինդուկցիոն ձուլարան կամ դեկորատիվ լուսավորություն, ցածր լարման էլեկտրական գործիքների սնուցում:
Ելքային լարումը կայունացվում է խմբային կայունացման խեղդուկ L1 (GLS) միջոցով: Պետք է ուշադրություն դարձնել այս ինդուկտորի ոլորունների ուղղությանը: Շրջադարձերի քանակը պետք է համաչափ լինի ելքային լարումներին: Իհարկե, կան այս ոլորուն միավորը հաշվարկելու բանաձևեր, բայց փորձը ցույց է տվել, որ DGS-ի համար միջուկի ընդհանուր հզորությունը պետք է լինի ուժային տրանսֆորմատորի ընդհանուր հզորության 20-25% -ը: Դուք կարող եք քամել այնքան ժամանակ, մինչև պատուհանը լցվի մոտ 2/3-ով, չմոռանալով, որ եթե ելքային լարումները տարբեր են, ապա ավելի բարձր լարման ոլորուն պետք է համամասնորեն ավելի մեծ լինի, օրինակ՝ ձեզ անհրաժեշտ է երկու երկբևեռ լարում, մեկը՝ ±35 Վ. , իսկ երկրորդը՝ ±50 Վ լարմամբ սուբվուֆերը սնուցելու համար։
Մենք DGS-ը պտտեցնում ենք միանգամից չորս լարերի, մինչև պատուհանի 2/3-ը լցվի՝ հաշվելով պտույտները։ Տրամագիծը հաշվարկվում է 3-4 Ա/մմ2 հոսանքի ինտենսիվության հիման վրա: Ենթադրենք, մենք ստացել ենք 22 պտույտ, եկեք համամասնությունը կազմենք.
22 հերթափոխ / 35 V = X հերթափոխ / 50 Վ:
X պտույտ = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 պտույտ
Հաջորդը, ես կկտրեմ երկու լար ±35 Վ-ի համար և կկատարեմ ևս 9 պտույտ ±50 լարման համար:
ՈՒՇԱԴՐՈՒԹՅՈՒՆ. Հիշեք, որ կայունացման որակը ուղղակիորեն կախված է նրանից, թե որքան արագ է փոխվում լարումը, որին միացված է օպտոկապլերային դիոդը: Կայունացման գործակիցը բարելավելու համար իմաստ ունի յուրաքանչյուր լարման հետ լրացուցիչ բեռ միացնել 3,3 կՕհմ դիմադրությամբ 2 Վտ ռեզիստորների տեսքով: Բեռի դիմադրությունը, որը միացված է օպտոկապլերի կողմից կառավարվող լարմանը, պետք է լինի 1,7...2,2 անգամ պակաս:

2000 Նմ թափանցելիությամբ ֆերիտային օղակների ցանցի միացման սնուցման աղբյուրների սխեմայի տվյալները ամփոփված են Աղյուսակ 1-ում:

ՈԼՈՐՏԱՅԻՆ ՏՎՅԱԼՆԵՐ ՊԱԼՍԱՅԻՆ Տրանսֆորմատորների ՀԱՄԱՐ
ՀԱՇՎԱՐԿՎԱԾ Է ԷՆՈՐԱՍՅԱՆԻ ՄԵԹՈԴՈՎ
Ինչպես ցույց են տվել բազմաթիվ փորձեր, պտույտների քանակը կարող է ապահով կերպով կրճատվել 10-15%-ով:
առանց միջուկի հագեցվածության մեջ մտնելու վախի:

Իրականացում	Ստանդարտ չափս		Փոխակերպման հաճախականություն, կՀց
Իրականացում	Ստանդարտ չափս

1 մատանի K40x25x11		Գաբ. ուժ
1 մատանի K40x25x11		Վիտկովը՝ նախնական

2 օղակ K40x25x11		Գաբ. ուժ
2 օղակ K40x25x11		Վիտկովը՝ նախնական

1 մատանի K45x28x8		Գաբ. ուժ
1 մատանի K45x28x8		Վիտկովը՝ նախնական

2 մատանի K45x28x8		Գաբ. ուժ
2 մատանի K45x28x8		Վիտկովը՝ նախնական

3 օղակ K45x28x81		Գաբ. ուժ
3 օղակ K45x28x81		Վիտկովը՝ նախնական

4 մատանի K45x28x8		Գաբ. ուժ
4 մատանի K45x28x8		Վիտկովը՝ նախնական

5 մատանի K45x28x8		Գաբ. ուժ
5 մատանի K45x28x8		Վիտկովը՝ նախնական

6 մատանի K45x28x8		Գաբ. ուժ
6 մատանի K45x28x8		Վիտկովը՝ նախնական

7 օղակ K45x28x8		Գաբ. ուժ
7 օղակ K45x28x8		Վիտկովը՝ նախնական

8 մատանի K45x28x8		Գաբ. ուժ
8 մատանի K45x28x8		Վիտկովը՝ նախնական

9 մատանի K45x28x8		Գաբ. ուժ
9 մատանի K45x28x8		Վիտկովը՝ նախնական

10 օղակ K45x28x81		Գաբ. ուժ
10 օղակ K45x28x81		Վիտկովը՝ նախնական

Այնուամենայնիվ, միշտ չէ, որ հնարավոր է ճանաչել ֆերիտի ապրանքանիշը, հատկապես, եթե այն հեռուստացույցների հորիզոնական տրանսֆորմատորներից ֆերիտ է: Դուք կարող եք դուրս գալ իրավիճակից՝ փորձարարական եղանակով պարզելով պտույտների քանակը։ Այս մասին ավելի մանրամասն՝ տեսանյութում.

Օգտագործելով անջատիչ էլեկտրամատակարարման վերը նշված սխեման, մշակվել և փորձարկվել են մի քանի ենթափոխումներ, որոնք նախատեսված են տարբեր հզորությունների դեպքում որոշակի խնդիր լուծելու համար: Այս սնուցման սարքերի տպագիր տպատախտակի գծագրերը ներկայացված են ստորև:
Տպագիր տպատախտակ՝ մինչև 1200...1500 Վտ հզորությամբ անջատիչ կայունացված սնուցման համար։ Տախտակի չափը 269x130 մմ: Փաստորեն, սա նախորդ տպագիր տպատախտակի ավելի առաջադեմ տարբերակն է: Այն առանձնանում է խմբային կայունացման խեղդուկի առկայությամբ, որը թույլ է տալիս վերահսկել բոլոր հոսանքի լարումների մեծությունը, ինչպես նաև լրացուցիչ LC ֆիլտր: Ունի օդափոխիչի կառավարում և գերբեռնվածության պաշտպանություն: Ելքային լարումները բաղկացած են երկու երկբևեռ էներգիայի աղբյուրներից և մեկ երկբևեռ ցածր հոսանքի աղբյուրից, որոնք նախատեսված են նախնական փուլերը սնուցելու համար:

Մինչև 1500 Վտ հզորությամբ սնուցման համար տպագիր տպատախտակի արտաքին տեսք: ՆԵՐԲԵՌՆԵԼ LAY ՖՈՐՄԱՏՈՎ

Մինչեւ 1500...1800 Վտ հզորությամբ կայունացված անջատիչ ցանցի սնուցման աղբյուրը կարող է պատրաստվել 272x100 մմ չափսի տպագիր տպատախտակի վրա։ Էներգամատակարարումը նախատեսված է K45 օղակների վրա պատրաստված և հորիզոնական դիրքով տեղակայված ուժային տրանսֆորմատորի համար: Այն ունի երկու երկբևեռ հոսանքի աղբյուր, որոնք կարող են միավորվել մեկ աղբյուրի մեջ՝ սնուցելու ուժեղացուցիչը երկու մակարդակի սնուցմամբ և մեկ երկբևեռ ցածր հոսանքի աղբյուր նախնական փուլերի համար:

Մինչև 1800 Վտ հզորությամբ անջատիչ էլեկտրամատակարարման տպագիր տպատախտակ: ՆԵՐԲԵՌՆԵԼ LAY ՖՈՐՄԱՏՈՎ

Այս սնուցման աղբյուրը կարող է օգտագործվել բարձր հզորությամբ ավտոմոբիլային սարքավորումների սնուցման համար, ինչպիսիք են մեքենաների հզոր ուժեղացուցիչները և մեքենայի օդորակիչները: Տախտակի չափսերը 188x123. Օգտագործված Schottky ուղղիչ դիոդները զուգահեռացվում են ցատկերներով, և ելքային հոսանքը կարող է հասնել 120 Ա-ի 14 Վ լարման դեպքում: Բացի այդ, էլեկտրամատակարարումը կարող է արտադրել երկբևեռ լարում մինչև 1 Ա բեռնվածքի հզորությամբ (տեղադրված ինտեգրված լարման կայունացուցիչներ այլևս չեն թույլ տալ): Էլեկտրաէներգիայի տրանսֆորմատորը պատրաստված է K45 օղակների վրա, զտիչ ուժային լարման խեղդիչը պատրաստված է երկու K40x25x11 օղակների վրա: Ներկառուցված պաշտպանություն գերբեռնվածությունից:

Ավտոմոբիլային սարքավորումների էլեկտրամատակարարման տպագիր տպատախտակի արտաքին տեսք ՆԵՐԲԵՌՆՈՒՄ ԼԱՅ ՖՈՐՄԱՏՈՎ

Մինչև 2000 Վտ հզորությամբ սնուցումը կատարվում է 275x99 չափսերով երկու տախտակների վրա, որոնք գտնվում են մեկը մյուսից վեր։ Լարումը վերահսկվում է մեկ լարման միջոցով: Ունի գերբեռնվածության պաշտպանություն։ Ֆայլը պարունակում է մի քանի տարբերակ «երկրորդ հարկի» համար երկու երկբևեռ լարման համար, երկու միաբևեռ լարման համար, երկու և երեք մակարդակի լարման համար պահանջվող լարման համար: Էլեկտրաէներգիայի տրանսֆորմատորը գտնվում է հորիզոնական և պատրաստված է K45 օղակների վրա:

«Երկհարկանի» սնուցման աղբյուրի արտաքին տեսքը ՆԵՐԲԵՌՆՈՒՄ ԼԱՅ ՖՈՐՄԱՏՈՎ

277x154 չափի տախտակի վրա պատրաստվում է երկու երկբևեռ լարումներով կամ մեկը երկաստիճան ուժեղացուցիչի համար էլեկտրամատակարարում: Ունի խմբային կայունացնող խեղդող և գերբեռնվածության պաշտպանություն։ Էլեկտրաէներգիայի տրանսֆորմատորը գտնվում է K45 օղակների վրա և գտնվում է հորիզոնական: Հզորությունը մինչև 2000 Վտ:

Տպագիր տպատախտակի արտաքին տեսքը ՆԵՐԲԵՌՆՈՒՄ LAY ՖՈՐՄԱՏՈՎ

Գրեթե նույն էլեկտրամատակարարումը, ինչպես վերը նշվածը, բայց ունի մեկ երկբևեռ ելքային լարում:

Տպագիր տպատախտակի արտաքին տեսքը ՆԵՐԲԵՌՆՈՒՄ LAY ՖՈՐՄԱՏՈՎ

Անջատիչ սնուցման սարքը ունի երկու հզորության երկբևեռ կայունացված լարման և մեկ երկբևեռ ցածր հոսանքի: Հագեցած է օդափոխիչի կառավարման և գերբեռնվածության պաշտպանությամբ: Ունի խմբակային կայունացնող խեղդուկ և լրացուցիչ LC ֆիլտրեր։ Հզորությունը մինչև 2000...2400 Վտ։ Տախտակն ունի 278x146 մմ չափսեր

Տպագիր տպատախտակի արտաքին տեսքը ՆԵՐԲԵՌՆՈՒՄ LAY ՖՈՐՄԱՏՈՎ

284x184 մմ չափսերով երկու մակարդակի սնուցման սնուցման ուժեղացուցիչի համար անջատիչ էլեկտրամատակարարման տպագիր տպատախտակը ունի խմբային կայունացման խցիկ և լրացուցիչ LC ֆիլտրեր, գերբեռնվածության պաշտպանություն և օդափոխիչի կառավարում: Հատկանշական առանձնահատկությունն այն է, որ դիսկրետ տրանզիստորների օգտագործումն արագացնելու է ուժային տրանզիստորների անջատումը: Հզորությունը մինչև 2500...2800 Վտ:

երկաստիճան սնուցմամբ ՆԵՐԲԵՌՆՈՒՄ LAY ՖՈՐՄԱՏՈՎ

Նախորդ PCB-ի մի փոքր փոփոխված տարբերակը երկու երկբևեռ լարումներով: Չափը 285x172. Հզորությունը մինչև 3000 Վտ:

Ուժեղացուցիչի սնուցման աղբյուրի տպագիր տպատախտակի արտաքին տեսքը ՆԵՐԲԵՌՆՈՒՄ ԼԱՅ ՖՈՐՄԱՏՈՎ

Մինչեւ 4000...4500 Վտ հզորությամբ կամրջված ցանցի անջատիչ սնուցումը պատրաստված է 269x198 մմ չափսերի տպագիր տախտակի վրա Այն ունի երկու երկբևեռ հոսանքի լարում, օդափոխիչի կառավարում և գերբեռնվածության պաշտպանություն։ Օգտագործում է խմբային կայունացման խեղդուկ: Ցանկալի է օգտագործել հեռահար լրացուցիչ էլեկտրասնուցման լրացուցիչ ֆիլտրեր:

Ուժեղացուցիչի սնուցման աղբյուրի տպագիր տպատախտակի արտաքին տեսքը ՆԵՐԲԵՌՆՈՒՄ ԼԱՅ ՖՈՐՄԱՏՈՎ

Տախտակների վրա ֆերիտների համար շատ ավելի շատ տեղ կա, քան կարող էր լինել: Փաստն այն է, որ միշտ չէ, որ անհրաժեշտ է դուրս գալ ձայնային տիրույթից: Հետեւաբար, տախտակների վրա լրացուցիչ տարածքներ են տրամադրվում: Ամեն դեպքում, էներգիայի տրանզիստորների վերաբերյալ տեղեկատու տվյալների փոքր ընտրություն և հղումներ, որտեղ ես դրանք կգնեմ: Ի դեպ, մեկ անգամ չէ, որ պատվիրել եմ և՛ TL494, և՛ IR2110, և իհարկե ուժային տրանզիստորներ։ Ճիշտ է, ամբողջ տեսականին չեմ վերցրել, բայց մինչ օրս ոչ մի թերության չեմ հանդիպել։

ՀԱՅԱՍՏԱՆԻ ՏՐԱՆԶԻՍՏՈՐՆԵՐ ՊԱԼՍԱՅԻՆ ԷՆԵՐԳԱՏԱՐՄԱՆ ՀԱՄԱՐ
ԱՆՈՒՆ	ԼԱՐՄԱՆ	ՈՒԺ	ԿԱՐՈՂՈՒԹՅՈՒՆՆԵՐ ՓԵՂ	Քգ (արտադրող)

Այս չիպը կլոնավորած ընկերությունների թվում են այնպիսի աշխարհահռչակ ապրանքանիշեր, ինչպիսիք են Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor: Նրանք բոլորը ներկայացնում են իրենց արտադրանքի մանրամասն նկարագրությունը, այսպես կոչված, TL494CN տվյալների թերթիկը:

Փաստաթղթեր

Տարբեր արտադրողների կողմից քննարկվող միկրոսխեմայի տեսակի նկարագրությունների վերլուծությունը ցույց է տալիս դրա բնութագրերի գործնական նույնականությունը: Տարբեր ընկերությունների կողմից տրամադրվող տեղեկատվության ծավալը գրեթե նույնն է։ Ավելին, TL494CN տվյալների աղյուսակը այնպիսի ապրանքանիշերի, ինչպիսիք են Motorola-ն, Inc-ը և ON Semiconductor-ը, կրկնօրինակում են միմյանց իրենց կառուցվածքով, նկարներով, աղյուսակներով և գրաֆիկներով: Texas Instruments-ի կողմից նյութի ներկայացումը որոշակիորեն տարբերվում է դրանցից, սակայն մանրակրկիտ ուսումնասիրությունից պարզ է դառնում, որ խոսքը վերաբերում է նույն արտադրանքին:

TL494CN չիպի նպատակը

Ավանդաբար, մենք կսկսենք մեր նկարագրությունը ներքին սարքերի նպատակներով և ցանկով: Այն ֆիքսված հաճախականության PWM կարգավորիչ է, որը նախատեսված է հիմնականում UPS հավելվածների համար, որը պարունակում է հետևյալ սարքերը.

sawtooth լարման գեներատոր (RPG);
սխալի ուժեղացուցիչներ;
հղումային լարման աղբյուր +5 Վ;
«մեռած ժամանակի» ճշգրտման միացում;
ելքային հոսանք մինչև 500 մԱ;
մեկ կամ երկու հարվածային աշխատանքային ռեժիմի ընտրության սխեմա:

Սահմանափակման պարամետրեր

Մատակարարման լարումը` 42 Վ:
Ելքային տրանզիստորի կոլեկտորային լարումը` 42 Վ:
Ելքային տրանզիստորի կոլեկտորի հոսանք՝ 500 մԱ:
Ուժեղացուցիչի մուտքային լարման միջակայքը՝ - 0,3 Վ-ից +42 Վ:
Էլեկտրաէներգիայի սպառում (t< 45 °C): 1000 мВт.
Պահպանման ջերմաստիճանի միջակայքը՝ -55-ից +125 °C:
Գործող միջավայրի ջերմաստիճանի միջակայքը՝ 0-ից +70 °C:

Պետք է նշել, որ TL494IN չիպի 7-րդ պարամետրը մի փոքր ավելի լայն է՝ -25-ից մինչև +85 °C:

TL494CN չիպի դիզայն

Նրա բնակարանի եզրակացությունների ռուսերեն նկարագրությունը ներկայացված է ստորև բերված նկարում:

Միկրոշրջանը տեղադրվում է պլաստմասե (սա նշվում է N տառով իր նշանակման վերջում) 16-փին պատյանով PDP տիպի կապումներով:

Դրա տեսքը ներկայացված է ստորև ներկայացված լուսանկարում:

TL494CN՝ ֆունկցիոնալ դիագրամ

TL494CN չիպն ունի ընդհանուր առմամբ 6 ելքային կապում, որոնցից 4-ը (1, 2, 15, 16) մուտքեր են ներքին սխալի ուժեղացուցիչներին, որոնք օգտագործվում են UPS-ը ընթացիկ և պոտենցիալ ծանրաբեռնվածությունից պաշտպանելու համար: Pin #4-ը 0-ից 3V ազդանշանի մուտք է՝ քառակուսի ալիքի ելքի աշխատանքային ցիկլը կարգավորելու համար, իսկ #3-ը համեմատական ելք է և կարող է օգտագործվել մի քանի ձևով: Եվս 4-ը (թվերը 8, 9, 10, 11) տրանզիստորների ազատ կոլեկտորներ և արտանետիչներ են 250 մԱ առավելագույն թույլատրելի բեռի հոսանքով (երկարաժամկետ ռեժիմում ոչ ավելի, քան 200 մԱ): Նրանք կարող են միացված լինել զույգերով (9-ը՝ 10-ով և 8-ը՝ 11-ով)՝ 500 մԱ առավելագույն թույլատրելի հոսանքով հզոր դաշտայինները կառավարելու համար (շարունակական ռեժիմում՝ 400 մԱ-ից ոչ ավելի):

Ո՞րն է TL494CN-ի ներքին կառուցվածքը: Դրա դիագրամը ներկայացված է ստորև բերված նկարում:

Թեքահարթակի լարման գեներատորի (RVG) հաճախականությունը կարգավորելու համար օգտագործվում է կոնդենսատոր և դիմադրություն, որոնք միացված են համապատասխանաբար 5 և 6 կապանքներին: Եվ, իհարկե, միկրոսխեման ունի սնուցման պլյուս և մինուս (համապատասխանաբար 12 և 7 համարներ) 7-ից 42 Վ միջակայքում կապող կապում:

Դիագրամը ցույց է տալիս, որ TL494CN-ում կան մի շարք այլ ներքին սարքեր: Նրանց գործառական նպատակի ռուսերեն նկարագրությունը կտրվի ստորև, քանի որ նյութը ներկայացված է:

Ներածման փին գործառույթներ

Եզրակացություն 1

Սա սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի դրական (ոչ շրջվող) մուտքն է: Եթե դրա լարումը ցածր է լարումից 2-րդ փինում, սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ելքը ցածր կլինի: Եթե այն ավելի բարձր է, քան 2-րդ կետում, սխալի ուժեղացուցիչ 1 ազդանշանը կդառնա բարձր: Ուժեղացուցիչի ելքը, ըստ էության, հետևում է դրական մուտքին, օգտագործելով 2-րդ կապը որպես հղում: Սխալների ուժեղացուցիչների գործառույթները ավելի մանրամասն կներկայացվեն ստորև:

Եզրակացություն 2

Սա 1-ին սխալի ուժեղացուցիչի բացասական (շրջվող) մուտքն է: Եթե այս փին 1-ից բարձր է, սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ելքը ցածր կլինի: Եթե այս փին լարումը ավելի ցածր է, քան 1-ին կապի լարումը, ուժեղացուցիչի ելքը բարձր կլինի:

Եզրակացություն 15

Այն աշխատում է ճիշտ այնպես, ինչպես #2: Հաճախ երկրորդ սխալի ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում TL494CN-ում: Միացման սխեման այս դեպքում պարունակում է 15 կապ, որը պարզապես միացված է 14-ին (հղման լարումը +5 Վ):

Եզրակացություն 16

Այն աշխատում է այնպես, ինչպես թիվ 1: Այն սովորաբար կցվում է ընդհանուր թիվ 7-ին, երբ երկրորդ սխալի ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում: Եթե 15-ը միացված է +5V-ին, և 16-ը միացված է ընդհանուրին, երկրորդ ուժեղացուցիչի ելքը ցածր է և, հետևաբար, չիպի աշխատանքի վրա որևէ ազդեցություն չի ունենում:

Եզրակացություն 3

Այս փին և յուրաքանչյուր ներքին TL494CN ուժեղացուցիչ միացված են դիոդների միջոցով: Եթե դրանցից որեւէ մեկի ելքի ազդանշանը ցածրից փոխվում է բարձր մակարդակի, ապա թիվ 3-ում այն նույնպես բարձրանում է։ Երբ այս փին ազդանշանը գերազանցում է 3,3 Վ-ը, ելքային իմպուլսներն անջատվում են (զրոյական աշխատանքային ցիկլ): Երբ դրա վրա լարումը մոտ է 0 Վ-ին, իմպուլսի տեւողությունը առավելագույնն է: 0-ից 3,3 Վ-ի միջև իմպուլսի լայնությունը 50%-ից մինչև 0% է (PWM կարգավորիչի յուրաքանչյուր ելքի համար՝ 9-րդ և 10-րդ կապում սարքերի մեծ մասում):

Անհրաժեշտության դեպքում, քորոց 3-ը կարող է օգտագործվել որպես մուտքային ազդանշան կամ կարող է օգտագործվել զարկերակային լայնության փոփոխության արագության խոնավացում ապահովելու համար: Եթե դրա վրա լարումը բարձր է (> ~ 3,5 Վ), ապա PWM կարգավորիչի վրա UPS-ը գործարկելու միջոց չկա (դրանից իմպուլսներ չեն լինի):

Եզրակացություն 4

Այն վերահսկում է ելքային իմպուլսների աշխատանքային ցիկլի տիրույթը (անգլերեն Dead-Time Control): Եթե դրա վրայի լարումը մոտ է 0 Վ-ին, ապա միկրոսխեման կարող է ելք տալ ինչպես նվազագույն հնարավոր, այնպես էլ առավելագույն իմպուլսի լայնությունը (որը որոշվում է այլ մուտքային ազդանշաններով): Եթե այս քորոցին կիրառվի մոտ 1,5 Վ լարում, ելքային իմպուլսի լայնությունը կսահմանափակվի առավելագույն լայնության 50%-ով (կամ ~25% աշխատանքային ցիկլով Push-pull PWM կարգավորիչի ռեժիմի համար): Եթե լարումը բարձր է (>~3.5V), ապա TL494CN-ի վրա UPS-ը գործարկելու հնարավորություն չկա: Նրա միացման սխեման հաճախ պարունակում է թիվ 4, ուղղակիորեն միացված է գետնին:

Կարևոր է հիշել! 3 և 4 կապում ազդանշանը պետք է լինի ~3,3 Վ-ից ցածր: Բայց ի՞նչ կլինի, եթե այն մոտ է, օրինակ, +5 Վ-ին: Ինչպե՞ս կվարվի TL494CN-ն այդ ժամանակ: Դրա վրա լարման փոխարկիչի միացումը իմպուլսներ չի առաջացնի, այսինքն. UPS-ից ելքային լարում չի լինի:

Եզրակացություն 5

Ծառայում է Ct ժամանակային կոնդենսատորը միացնելու համար, որի երկրորդ կոնտակտը միացված է գետնին: Հզորության արժեքները սովորաբար կազմում են 0,01 μF-ից մինչև 0,1 μF: Այս բաղադրիչի արժեքի փոփոխությունները հանգեցնում են GPG-ի հաճախականության և PWM կարգավորիչի ելքային իմպուլսների փոփոխության: Սովորաբար, օգտագործվում են բարձրորակ կոնդենսատորներ շատ ցածր ջերմաստիճանի գործակիցով (ջերմաստիճանի հետ հզորության շատ փոքր փոփոխությամբ):

Եզրակացություն 6

Շարժիչի կարգավորիչ Rt ռեզիստորը միացնելու համար, որի երկրորդ կոնտակտը միացված է գետնին: Rt-ի և Ct-ի արժեքները որոշում են FPG-ի հաճախականությունը:

f = 1.1: (Rt x Ct):

Եզրակացություն 7

Այն միանում է PWM կարգավորիչի սարքի միացման ընդհանուր լարին:

Եզրակացություն 12

Նշված է VCC տառերով։ Այն միացված է TL494CN սնուցման «պլյուսին»: Դրա միացման սխեման սովորաբար պարունակում է թիվ 12, որը միացված է էլեկտրամատակարարման անջատիչին: Շատ UPS-ներ օգտագործում են այս փին հոսանքը (և հենց UPS-ը) միացնելու և անջատելու համար: Եթե դրա վրա կա +12 Վ, և թիվ 7-ը հիմնավորված է, ապա GPN և ION միկրոսխեմաները կաշխատեն:

Եզրակացություն 13

Սա գործառնական ռեժիմի մուտքագրումն է: Դրա գործունեությունը նկարագրված է վերևում:

Ելքային կապի գործառույթներ

Դրանք նաև վերը նշված էին TL494CN-ի համար: Նրանց գործառական նպատակի ռուսերեն նկարագրությունը կտրվի ստորև՝ մանրամասն բացատրություններով:

Եզրակացություն 8

Այս չիպն ունի 2 NPN տրանզիստոր, որոնք նրա ելքային անջատիչներն են։ Այս քորոցը տրանզիստորի 1-ի կոլեկտորն է, որը սովորաբար միացված է մշտական լարման աղբյուրին (12 Վ): Այնուամենայնիվ, որոշ սարքերի սխեմաներում այն օգտագործվում է որպես ելք, և դրա վրա կարող եք տեսնել քառակուսի ալիք (ինչպես թիվ 11):

Եզրակացություն 9

Սա տրանզիստոր 1-ի թողարկիչն է: Այն վարում է UPS-ի հոսանքի տրանզիստորը (շատ դեպքերում FET) հրում-քաշման միացումով, ուղղակիորեն կամ միջանկյալ տրանզիստորի միջոցով:

Եզրակացություն 10

Սա տրանզիստորի 2-ի թողարկիչն է: Մեկ ցիկլային ռեժիմում դրա վրա ազդանշանը նույնն է, ինչ թիվ 9-ում: Թիվ 9-ի և 10-ի ազդանշանները հակաֆազ են, այսինքն, երբ ազդանշանի մակարդակը: մեկի մոտ բարձր է, ապա մյուսի մոտ ցածր է, և հակառակը: Սարքավորումների մեծ մասում խնդրո առարկա միկրոշրջանի ելքային տրանզիստորային անջատիչների թողարկիչներից ազդանշանները վերահսկում են դաշտային ազդեցության հզոր տրանզիստորները, որոնք միացված են, երբ 9-րդ և 10-րդ կապում լարումը բարձր է (~ 3,5 Վ-ից բարձր, բայց այն չի մտնում: որևէ կերպ վերաբերում է 3,3 Վ մակարդակին թիվ 3 և 4-ում):

Եզրակացություն 11

Սա տրանզիստորի 2-ի կոլեկտորն է, որը սովորաբար միացված է մշտական լարման աղբյուրին (+12 Վ):

Նշում TL494CN-ի վրա հիմնված սարքերում դրա միացման սխեման կարող է պարունակել և՛ կոլեկտորներ, և՛ տրանզիստորների 1 և 2 թողարկիչներ՝ որպես PWM կարգավորիչի ելքեր, թեև երկրորդ տարբերակն ավելի տարածված է: Այնուամենայնիվ, կան տարբերակներ, երբ հենց 8-րդ և 11-րդ կապում են ելքերը: Եթե միկրոսխեմայի և դաշտային տրանզիստորների միջև ընկած շղթայում գտնեք փոքր տրանսֆորմատոր, ելքային ազդանշանը, ամենայն հավանականությամբ, վերցված է նրանցից (կոլեկտորներից):

Եզրակացություն 14

Սա ION ելքն է, որը նույնպես նկարագրված է վերևում:

Գործողության սկզբունքը

Այսպիսով, եթե ձգանի C1 մուտքագրումը գտնվում է տրամաբանական մեկ մակարդակի վրա, ապա ելքային տրանզիստորները փակվում են երկու աշխատանքային ռեժիմներում՝ մեկ ցիկլով և հրում-քաշում: Եթե այս մուտքում ազդանշան կա, ապա հրում-քաշման ռեժիմում տրանզիստորի անջատիչները մեկ առ մեկ բացվում են, երբ ժամացույցի զարկերակի անջատումը հասնում է ձգանին: Միակողմանի ռեժիմում flip-flop-ը չի օգտագործվում, և երկու ելքային անջատիչները բացվում են համաժամանակյա:

Այս բաց վիճակը (երկու ռեժիմներում) հնարավոր է միայն GPG ժամանակաշրջանի այն հատվածում, երբ սղոցի ատամի լարումը ավելի մեծ է, քան կառավարման ազդանշանները: Այսպիսով, հսկիչ ազդանշանի արժեքի աճը կամ նվազումը առաջացնում է միկրոսխեմայի ելքերում լարման իմպուլսների լայնության համապատասխան գծային աճ կամ նվազում:

Որպես հսկիչ ազդանշան կարող են օգտագործվել լարումը 4-րդ կապից (մեռած ժամանակի հսկողություն), սխալի ուժեղացուցիչների մուտքերը կամ 3-րդ կապի ազդանշանի մուտքը:

Միկրոշրջանով աշխատելու առաջին քայլերը

Նախքան որևէ օգտակար սարք պատրաստելը, խորհուրդ է տրվում իմանալ, թե ինչպես է աշխատում TL494CN-ը: Ինչպե՞ս ստուգել դրա ֆունկցիոնալությունը:

Վերցրեք ձեր հացահատիկը, տեղադրեք չիպը դրա վրա և միացրեք լարերը ստորև ներկայացված գծապատկերի համաձայն:

Եթե ամեն ինչ ճիշտ է միացված, ապա միացումը կաշխատի: 3-րդ և 4-րդ կապանքները թողեք ոչ ազատ: Օգտագործեք ձեր օսցիլոսկոպը GPG-ի աշխատանքը ստուգելու համար. դուք պետք է տեսնեք սղոցի լարման 6-րդ կետում: Արդյունքները կլինեն զրո: Ինչպես որոշել դրանց կատարումը TL494CN-ում: Այն կարելի է ստուգել հետևյալ կերպ.

Միացրեք հետադարձ կապի ելքը (թիվ 3) և մեռած ժամանակի կառավարման ելքը (թիվ 4) ընդհանուր տերմինալին (թիվ 7):
Այժմ դուք պետք է հայտնաբերեք ուղղանկյուն իմպուլսներ միկրոշրջանի ելքերում:

Ինչպե՞ս ուժեղացնել ելքային ազդանշանը:

TL494CN-ի ելքը բավականին ցածր հոսանք է, և, իհարկե, դուք ավելի շատ էներգիա եք ուզում: Այսպիսով, մենք պետք է ավելացնենք մի քանի ուժային տրանզիստորներ: Ամենահեշտ օգտագործվողը (և շատ հեշտ է ձեռք բերել՝ հին համակարգչի մայր տախտակից) n-ալիքով հզոր MOSFET-ներն են: Միևնույն ժամանակ, մենք պետք է շրջենք TL494CN-ի ելքը, քանի որ եթե դրան միացնենք n-ալիքային MOSFET, ապա միկրոշրջանի ելքի վրա զարկերակի բացակայության դեպքում այն բաց կլինի ուղիղ հոսանքի համար: . Այն կարող է պարզապես այրվել... Այսպիսով, մենք հանում ենք ունիվերսալ NPN տրանզիստորը և միացնում այն ստորև ներկայացված գծապատկերի համաձայն:

Այս սխեմայի հզորության MOSFET-ը կառավարվում է պասիվ ռեժիմով: Դա այնքան էլ լավ չէ, բայց փորձարկման և ցածր էներգիայի նպատակների համար դա լավ է: R1 շղթայում NPN տրանզիստորի բեռնվածությունն է: Ընտրեք այն ըստ առավելագույն թույլատրելի կոլեկտորի հոսանքի: R2-ը ներկայացնում է մեր ուժային փուլի բեռը: Հետևյալ փորձերում այն կփոխարինվի տրանսֆորմատորով։

Եթե հիմա օսցիլոսկոպով նայենք միկրոշրջանի 6-րդ կետի ազդանշանին, ապա կտեսնենք «սղոց»: Թիվ 8-ում (K1) դուք դեռ կարող եք տեսնել ուղղանկյուն իմպուլսներ, իսկ MOS տրանզիստորի արտահոսքի մոտ կան նույն ձևի, բայց ավելի մեծ մեծության իմպուլսներ:

Ինչպե՞ս բարձրացնել ելքային լարումը:

Հիմա եկեք ավելի բարձր լարում ստանանք՝ օգտագործելով TL494CN: Միացման և միացման դիագրամը նույնն է` հացատախտակի վրա: Իհարկե, դրա վրա բավականաչափ բարձր լարում ստանալն անհնար է, հատկապես, որ հոսանքի MOS տրանզիստորների վրա ջերմատախտակ չկա: Եվ այնուամենայնիվ, մի փոքր տրանսֆորմատոր միացրեք ելքային փուլին, ըստ այս դիագրամի:

Տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն պարունակում է 10 պտույտ: Երկրորդական ոլորուն պարունակում է մոտ 100 պտույտ: Այսպիսով, փոխակերպման հարաբերակցությունը 10 է: Եթե դուք կիրառում եք 10 Վ առաջնային, դուք պետք է ստանաք մոտ 100 Վ ելք: Միջուկը պատրաստված է ֆերիտից։ Դուք կարող եք օգտագործել միջին չափի միջուկը համակարգչի էլեկտրամատակարարման տրանսֆորմատորից:

Զգույշ եղեք, տրանսֆորմատորի ելքը գտնվում է բարձր լարման տակ։ Հոսանքը շատ ցածր է և ձեզ չի սպանի։ Բայց դուք կարող եք լավ հարված ստանալ: Մեկ այլ վտանգ էլ այն է, որ եթե ելքի վրա տեղադրեք մեծ կոնդենսատոր, այն մեծ լիցք կկուտակի: Հետեւաբար, միացումն անջատելուց հետո այն պետք է լիցքաթափվի:

Շղթայի ելքում դուք կարող եք միացնել ցանկացած ցուցիչ, ինչպես լամպը, ինչպես ստորև ներկայացված լուսանկարում:

Այն աշխատում է հաստատուն լարման վրա և լուսավորելու համար անհրաժեշտ է մոտ 160 Վ: (Ամբողջ սարքի էլեկտրամատակարարումը մոտավորապես 15 Վ է, մի կարգով ավելի ցածր):

Տրանսֆորմատորի ելքով շղթան լայնորեն օգտագործվում է ցանկացած UPS-ում, ներառյալ ԱՀ-ի սնուցման աղբյուրները: Այս սարքերում առաջին տրանսֆորմատորը, որը միացված է տրանզիստորային անջատիչների միջոցով PWM կարգավորիչի ելքերին, ծառայում է շղթայի ցածր լարման հատվածը, ներառյալ TL494CN, առանձնացնել իր բարձր լարման մասից, որը պարունակում է ցանցի լարման տրանսֆորմատորը:

Լարման կարգավորիչ

Որպես կանոն, տնական փոքր էլեկտրոնային սարքերում էներգիան ապահովվում է TL494CN-ով պատրաստված ստանդարտ PC UPS-ով: ԱՀ-ի էլեկտրամատակարարման միացման դիագրամը հայտնի է, և ագրեգատներն իրենք հեշտությամբ հասանելի են, քանի որ ամեն տարի միլիոնավոր հին ԱՀ-ներ են ոչնչացվում կամ վաճառվում պահեստամասերի համար: Բայց որպես կանոն, այս UPS-ները արտադրում են 12 Վ-ից ոչ բարձր լարումներ: Սա չափազանց ցածր է փոփոխական հաճախականության շարժիչի համար: Իհարկե, դուք կարող եք փորձել և օգտագործել ավելի բարձր լարման PC UPS-ը 25 Վ-ի համար, բայց դա դժվար կլինի գտնել, և չափազանց մեծ հզորություն կցրվի տրամաբանական դարպասներում 5 Վ-ում:

Այնուամենայնիվ, TL494-ի (կամ անալոգների) վրա դուք կարող եք կառուցել ցանկացած սխեմաներ, որոնց ելքային հզորությունը և լարումը մեծանում են: Օգտագործելով համակարգչի UPS-ի տիպիկ մասերը և մայրական տախտակից սնուցող MOSFET-ները, կարող եք կառուցել PWM լարման կարգավորիչ՝ օգտագործելով TL494CN: Փոխարկիչի սխեման ներկայացված է ստորև նկարում:

Դրա վրա կարող եք տեսնել միկրոսխեմայի և ելքային փուլի սխեման, օգտագործելով երկու տրանզիստոր՝ ունիվերսալ npn- և հզոր MOS:

Հիմնական մասեր՝ T1, Q1, L1, D1: Երկբևեռ T1-ն օգտագործվում է պարզեցված եղանակով միացված հոսանքի MOSFET-ը կառավարելու համար, այսպես կոչված: «պասիվ». L1-ը հին HP տպիչի ինդուկտիվ խեղդուկ է (մոտ 50 պտույտ, 1 սմ բարձրություն, 0,5 սմ լայնություն ոլորուններով, բաց խեղդող): D1-ը այլ սարքից է: TL494-ը միացված է վերը նշվածին այլընտրանքային եղանակով, թեև կարող է օգտագործվել ցանկացած մեթոդ:

C8-ը փոքր կոնդենսատոր է, որը կանխում է աղմուկի ազդեցությունը, որը մտնում է սխալի ուժեղացուցիչի մուտքը, 0.01uF արժեքը քիչ թե շատ նորմալ կլինի: Ավելի մեծ արժեքները կդանդաղեցնեն անհրաժեշտ լարման կարգավորումը:

C6-ը նույնիսկ ավելի փոքր կոնդենսատոր է, այն օգտագործվում է բարձր հաճախականության միջամտությունը զտելու համար: Դրա հզորությունը հասնում է մի քանի հարյուր պիկոֆարադի։

Նիկոլայ Պետրուշով

TL494, սա ի՞նչ «գազան» է։

TL494 (Texas Instruments) հավանաբար ամենատարածված PWM կարգավորիչն է, որի հիման վրա ստեղծվել են համակարգչային սնուցման աղբյուրների և տարբեր կենցաղային տեխնիկայի էներգիայի մասերի մեծ մասը:
Եվ նույնիսկ հիմա այս միկրոսխեման բավականին տարածված է ռադիոսիրողների շրջանում, ովքեր կառուցում են անջատիչ սնուցման աղբյուրներ: Այս միկրոսխեմայի ներքին անալոգը M1114EU4 (KR1114EU4) է: Բացի այդ, տարբեր արտասահմանյան ընկերություններ արտադրում են այս միկրոսխեման տարբեր անվանումներով։ Օրինակ IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu): Դա նույն չիպն է:
Նրա տարիքը շատ ավելի երիտասարդ է, քան TL431-ը: Այն արտադրվել է Texas Instruments-ի կողմից ինչ-որ տեղ 90-ականների վերջին - 2000-ականների սկզբին:
Փորձենք միասին պարզել, թե ինչ է նա և ինչ «գազան» է սա: Մենք կդիտարկենք TL494 չիպը (Texas Instruments):

Այսպիսով, նախ տեսնենք, թե ինչ կա ներսում:

Բաղադրյալ.

Այն պարունակում է.
- սղոցային լարման գեներատոր (SPG);
- մեռած ժամանակի ճշգրտման համեմատիչ (DA1);
- PWM ճշգրտման համեմատիչ (DA2);
- սխալի ուժեղացուցիչ 1 (DA3), որն օգտագործվում է հիմնականում լարման համար.
- սխալի ուժեղացուցիչ 2 (DA4), որն օգտագործվում է հիմնականում ընթացիկ սահմանային ազդանշանի համար.
- կայուն հղման լարման աղբյուր (VS) 5 Վ լարման վրա՝ արտաքին կապում 14;
- ելքային փուլի շահագործման կառավարման միացում:

Այնուհետև, իհարկե, մենք կդիտարկենք դրա բոլոր բաղադրիչները և կփորձենք պարզել, թե ինչու է այս ամենը անհրաժեշտ և ինչպես է այն աշխատում, բայց նախ պետք է տալ դրա գործառնական պարամետրերը (բնութագրերը):

Ընտրանքներ	Min.	Մաքս.	Միավոր Փոփոխություն
V CC Մատակարարման լարումը	7	40	IN
V I Ուժեղացուցիչի մուտքային լարումը	-0,3	V CC - 2	IN
V O Կոլեկտորի լարումը		40	IN
Կոլեկտորի հոսանք (յուրաքանչյուր տրանզիստոր)		200	մԱ
Հետադարձ հոսանք		0,3	մԱ
f OSC Oscillator հաճախականությունը	1	300	կՀց
C T Գեներատորի հզորություն	0,47	10000	nF
R T Գեներատորի դիմադրության դիմադրություն	1,8	500	կՕհմ
T A Աշխատանքային ջերմաստիճանը TL494C TL494I	0	70	°C
T A Աշխատանքային ջերմաստիճանը TL494C TL494I	-40	85	°C

Դրա սահմանափակող բնութագրերը հետևյալն են.

Մատակարարման լարումը ..................................................... .....41 Վ

Ուժեղացուցիչի մուտքային լարումը...................................(Vcc+0.3)V

Կոլեկտորի ելքային լարումը................................41 Վ

Կոլեկցիոների ելքային հոսանքը ..................................................... ....250 մԱ

Էլեկտրաէներգիայի ընդհանուր սպառումը շարունակական ռեժիմում....1Վտ

Միկրոշրջանային կապիչների գտնվելու վայրը և նպատակը:

Եզրակացություն 1

Սա սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ոչ շրջվող (դրական) մուտքն է:
Եթե դրա վրա մուտքային լարումը ավելի ցածր է, քան 2-րդ պտուտակի լարումը, ապա այս ուժեղացուցիչի ելքում սխալ չի լինի, չի լինի լարում (ելքը կունենա ցածր մակարդակ) և դա որևէ ազդեցություն չի ունենա: ելքային իմպուլսների լայնությունը (հերթական գործակիցը):
Եթե այս պինդում լարումը ավելի բարձր է, քան 2-րդ, ապա այս ուժեղացուցիչ 1-ի ելքում կհայտնվի լարում (ուժեղացուցիչ 1-ի ելքը կունենա բարձր մակարդակ) և ելքային իմպուլսների լայնությունը (աշխատանքի գործակիցը) որքան շատ է նվազում, այնքան բարձր է այս ուժեղացուցիչի ելքային լարումը (առավելագույնը 3,3 վոլտ):

Եզրակացություն 2

Սա սխալի ազդանշանի ուժեղացուցիչ 1-ի հակադարձ (բացասական) մուտքն է:
Եթե այս փինում մուտքային լարումը ավելի բարձր է, քան 1-ին, ապա ուժեղացուցիչի ելքում լարման սխալ չի լինի (ելքը ցածր կլինի) և դա որևէ ազդեցություն չի ունենա ելքի լայնության (աշխատանքի գործակից) վրա։ իմպուլսներ.
Եթե այս փինում լարումը ավելի ցածր է, քան 1-ին, ուժեղացուցիչի ելքը բարձր կլինի:

Սխալների ուժեղացուցիչը սովորական օպերատիվ ուժեղացուցիչ է` մշտական \u200b\u200bլարման ժամանակ = 70..95 դԲ կարգի շահույթով (Ku = 1 350 կՀց հաճախականությամբ): Op-amp մուտքային լարման միջակայքը տարածվում է -0.3V-ից մինչև մատակարարման լարման մինուս 2V: Այսինքն, առավելագույն մուտքային լարումը պետք է լինի առնվազն երկու վոլտ ցածր, քան մատակարարման լարումը:

Եզրակացություն 3

Սրանք 1-ին և 2-րդ սխալ ուժեղացուցիչների ելքերն են, որոնք միացված են այս փին դիոդների միջոցով (OR միացում): Եթե ցանկացած ուժեղացուցիչի ելքի վրա լարումը փոխվում է ցածրից բարձր, ապա 3-րդ քորոցում այն նույնպես բարձրանում է:
Եթե այս քորոցում լարումը գերազանցում է 3,3 Վ-ը, ապա միկրոսխեմայի ելքի իմպուլսները անհետանում են (զրոյական աշխատանքային ցիկլ):
Եթե այս փինում լարումը մոտ է 0 Վ-ին, ապա ելքային իմպուլսների տեւողությունը (հերթական գործակիցը) կլինի առավելագույնը:

Փին 3-ը սովորաբար օգտագործվում է ուժեղացուցիչներին հետադարձ կապ ապահովելու համար, բայց անհրաժեշտության դեպքում, 3-ը կարող է օգտագործվել նաև որպես մուտքագրում՝ զարկերակային լայնության փոփոխություններ ապահովելու համար:
Եթե դրա վրա լարումը բարձր է (> ~ 3,5 Վ), ապա MS ելքում իմպուլսներ չեն լինի: Էլեկտրամատակարարումը ոչ մի դեպքում չի սկսվի։

Եզրակացություն 4

Այն վերահսկում է «մեռած» ժամանակի տատանումների շրջանակը (անգլերեն Dead-Time Control), սկզբունքորեն դա նույն աշխատանքային ցիկլն է:
Եթե դրա վրա լարումը մոտ է 0 Վ-ին, ապա միկրոսխեմայի ելքը կունենա և՛ նվազագույն հնարավոր, և՛ առավելագույն լայնության իմպուլսները, որոնք համապատասխանաբար կարող են սահմանվել այլ մուտքային ազդանշաններով (սխալների ուժեղացուցիչներ, քորոց 3):
Եթե այս քորոցում լարումը մոտ 1,5 Վ է, ապա ելքային իմպուլսների լայնությունը կկազմի դրանց առավելագույն լայնության 50%-ը:
Եթե այս փինում լարումը գերազանցում է 3,3 Վ-ը, ապա MS ելքում իմպուլսներ չեն լինի: Էլեկտրամատակարարումը ոչ մի դեպքում չի սկսվի։
Բայց չպետք է մոռանալ, որ «մեռած» ժամանակի մեծացման հետ մեկտեղ PWM ճշգրտման տիրույթը կնվազի:

Փոփոխելով լարումը 4-րդ պինում՝ դուք կարող եք սահմանել «մեռած» ժամանակի ֆիքսված լայնություն (R-R բաժանարար), ներդնել փափուկ մեկնարկի ռեժիմ սնուցման աղբյուրում (R-C շղթա), ապահովել MS-ի (բանալին) հեռավոր անջատում և Դուք կարող եք նաև օգտագործել այս քորոցը որպես գծային հսկողության մուտքագրում:

Եկեք նայենք (չգիտողների համար), թե ինչ է «մեռած» ժամանակը և ինչի համար է այն անհրաժեշտ։
Երբ գործում է հրումով սնուցման միացում, իմպուլսները հերթափոխով մատակարարվում են միկրոսխեմայի ելքերից մինչև ելքային տրանզիստորների հիմքերը (դարպասները): Քանի որ ցանկացած տրանզիստոր իներցիոն տարր է, այն չի կարող ակնթարթորեն փակվել (բացվել), երբ ազդանշանը հանվում (մատակարարվում է) ելքային տրանզիստորի բազայից (դարպասից): Եվ եթե իմպուլսները կիրառվեն ելքային տրանզիստորների վրա առանց «մեռած» ժամանակի (այսինքն, մեկից զարկերակ է հանվում և անմիջապես կիրառվում երկրորդի վրա), կարող է գալ մի պահ, երբ մի տրանզիստորը ժամանակ չունենա փակվելու, բայց երկրորդը ունի. արդեն բացվել է. Այնուհետև ամբողջ հոսանքը (կոչվող հոսանքի միջոցով) կհոսի երկու բաց տրանզիստորների միջով՝ շրջանցելով բեռը (տրանսֆորմատորի ոլորուն), և քանի որ այն ոչնչով չի սահմանափակվի, ելքային տրանզիստորները ակնթարթորեն կխափանվեն:
Որպեսզի դա տեղի չունենա, անհրաժեշտ է, որ մի զարկերակի ավարտից հետո և մինչև հաջորդի մեկնարկը, անցնի որոշակի ժամանակ, որը բավարար է ելքային տրանզիստորի հուսալի փակման համար, որի մուտքից հեռացվել է կառավարման ազդանշանը:
Այս ժամանակը կոչվում է «մեռած» ժամանակ:

Այո, եթե նայենք միկրոսխեմայի կազմով նկարին, ապա կտեսնենք, որ 4-րդ պտուտակը միացված է մեռած ժամանակի ճշգրտման համեմատիչի (DA1) մուտքին 0,1-0,12 Վ լարման աղբյուրի միջոցով: Ինչի՞ համար է դա արվում:
Դա արվում է հենց այնպես, որպեսզի ապահովվի, որ ելքային իմպուլսների առավելագույն լայնությունը (հերթական գործակիցը) երբեք հավասար չէ 100%-ի՝ ապահովելու ելքային (ելքային) տրանզիստորների անվտանգ աշխատանքը:
Այսինքն, եթե դուք «միացնեք» 4-րդ փին ընդհանուր մետաղալարին, ապա DA1 համեմատիչի մուտքում դեռ զրոյական լարում չի լինի, բայց կլինի հենց այս արժեքի լարումը (0,1-0,12 Վ) և իմպուլսներ: սղոցային լարման գեներատորից (RPG) կհայտնվի միկրոսխեմայի ելքի վրա միայն այն դեպքում, երբ դրանց ամպլիտուդը 5-րդ քորոցում գերազանցի այս լարումը: Այսինքն, միկրոսխեման ունի ելքային իմպուլսների աշխատանքային ցիկլի ֆիքսված առավելագույն շեմ, որը չի գերազանցի 95-96%-ը ելքային փուլի մեկ ցիկլային ռեժիմի համար, և 47,5-48%՝ հրում-քաշման համար: ելքային փուլի շահագործման եղանակը.

Եզրակացություն 5

Սա GPG ելքն է, այն նախատեսված է Ct-ի ժամանակային կոնդենսատորը միացնելու համար, որի երկրորդ ծայրը միացված է ընդհանուր մետաղալարին: Դրա հզորությունը սովորաբար ընտրվում է 0,01 µF-ից մինչև 0,1 µF, կախված PWM կարգավորիչի GPG իմպուլսների ելքային հաճախականությունից: Որպես կանոն, այստեղ օգտագործվում են բարձրորակ կոնդենսատորներ:
GPG-ի ելքային հաճախականությունը կարելի է կառավարել այս փինով: Գեներատորի ելքային լարման ճոճանակը (ելքային իմպուլսների ամպլիտուդը) ինչ-որ տեղ մոտ 3 վոլտ է:

Եզրակացություն 6

Սա նաև GPN-ի ելքն է, որը նախատեսված է դրան միացնելու ժամանակ կարգավորող ռեզիստոր Rt, որի երկրորդ ծայրը միացված է ընդհանուր մետաղալարին:
Rt-ի և Ct-ի արժեքները որոշում են գազի պոմպի ելքային հաճախականությունը և հաշվարկվում են մեկ ցիկլի աշխատանքային ռեժիմի բանաձևով.

Push-pull աշխատանքային ռեժիմի համար բանաձևը հետևյալն է.

Այլ ընկերությունների PWM կարգավորիչների համար հաճախականությունը հաշվարկվում է նույն բանաձևով, բացառությամբ, որ թիվ 1-ը պետք է փոխվի 1.1-ի:

Եզրակացություն 7

Այն միանում է PWM կարգավորիչի սարքի միացման ընդհանուր լարին:

Եզրակացություն 8

Միկրոշրջանը պարունակում է ելքային փուլ երկու ելքային տրանզիստորներով, որոնք նրա ելքային անջատիչներն են: Այս տրանզիստորների կոլեկտորների և արտանետիչների տերմինալներն անվճար են, և, հետևաբար, կախված կարիքից, այդ տրանզիստորները կարող են ներառվել շղթայում և՛ ընդհանուր թողարկիչի, և՛ ընդհանուր կոլեկտորի հետ աշխատելու համար:
Կախված 13-րդ պտուտակի լարումից, այս ելքային փուլը կարող է գործել կա՛մ հրում-քաշման, կա՛մ մեկ ցիկլի ռեժիմում: Միակողմանի աշխատանքային ռեժիմում այս տրանզիստորները կարող են զուգահեռաբար միացնել բեռնվածքի հոսանքը մեծացնելու համար, ինչը սովորաբար արվում է:
Այսպիսով, պին 8-ը տրանզիստորի 1-ի կոլեկտորային փինն է:

Եզրակացություն 9

Սա տրանզիստորի 1-ի արտանետիչ փինն է:

Եզրակացություն 10

Սա տրանզիստորի 2-ի արտանետիչ փինն է:

Եզրակացություն 11

Սա տրանզիստոր 2-ի կոլեկտորն է:

Եզրակացություն 12

TL494CN սնուցման «պլյուսը» միացված է այս փինին:

Եզրակացություն 13

Սա ելք է ելքային փուլի գործառնական ռեժիմի ընտրության համար: Եթե այս քորոցը միացված է ընդհանուր մետաղալարին, ելքային փուլը կգործի միակողմանի ռեժիմով: Տրանզիստորի անջատիչների տերմինալներում ելքային ազդանշանները նույնը կլինեն:
Եթե այս պինդին կիրառեք +5 Վ լարում (միացրեք 13 և 14 կապերը), ապա ելքային անջատիչները կաշխատեն հրում-քաշման ռեժիմում: Տրանզիստորային անջատիչների տերմինալների ելքային ազդանշանները դուրս կգան փուլից, իսկ ելքային իմպուլսների հաճախականությունը կկազմի կեսը:

Եզրակացություն 14

Սա ախոռի ելքն է ԵՎցամաքեցնել ՄԱՍԻՆպոռնո Նլարում (ION), +5 Վ ելքային լարմամբ և մինչև 10 մԱ ելքային հոսանքով, որը կարող է օգտագործվել որպես սխալի ուժեղացուցիչների համեմատության հղում և այլ նպատակներով։

Եզրակացություն 15

Այն աշխատում է ճիշտ այնպես, ինչպես քորոց 2-ը: Եթե սխալի երկրորդ ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում, ապա 15-րդ փին պարզապես միացված է 14-րդ կապին (հղման լարումը +5 Վ):

Եզրակացություն 16

Այն աշխատում է նույն կերպ, ինչ կապում 1. Եթե սխալի երկրորդ ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում, այն սովորաբար միացված է ընդհանուր մետաղալարին (փին 7):
Եթե 15-րդ կապը միացված է +5V-ին, և 16-ը միացված է գետնին, երկրորդ ուժեղացուցիչից ելքային լարում չկա, ուստի այն չի ազդում չիպի աշխատանքի վրա:

Միկրոշրջանի շահագործման սկզբունքը.

Այսպիսով, ինչպես է աշխատում TL494 PWM կարգավորիչը:
Վերևում մենք մանրամասնորեն ուսումնասիրեցինք այս միկրոսխեմայի քորոցների նպատակը և ինչ գործառույթ են նրանք կատարում:
Եթե այս ամենը մանրակրկիտ վերլուծվի, ապա այս ամենից պարզ է դառնում, թե ինչպես է աշխատում այս միկրոսխեման։ Բայց ես ևս մեկ անգամ շատ հակիրճ նկարագրեմ դրա գործունեության սկզբունքը։

Երբ միկրոսխեման սովորաբար միացված է և էլեկտրաէներգիան մատակարարվում է դրան (մինուս 7-ին, գումարած 12-րդ պինին), GPG-ն սկսում է արտադրել սղոցային իմպուլսներ մոտ 3 վոլտ ամպլիտուդով, որոնց հաճախականությունը կախված է C-ից և R-ից: միացված է միկրոսխեմայի 5-րդ և 6-րդ կապանքներին:
Եթե հսկիչ ազդանշանների արժեքը (3 և 4 կապում) 3 վոլտից պակաս է, ապա միկրոշրջանի ելքային անջատիչների մոտ հայտնվում են ուղղանկյուն իմպուլսներ, որոնց լայնությունը (հերթական գործակիցը) կախված է կապում հսկիչ ազդանշանների արժեքից: 3 և 4.
Այսինքն, միկրոսխեման համեմատում է Ct (C1) կոնդենսատորի դրական սղոցի լարումը երկու հսկիչ ազդանշաններից որևէ մեկի հետ:
VT1 և VT2 ելքային տրանզիստորները կառավարելու տրամաբանական սխեմաները դրանք բացում են միայն այն դեպքում, երբ սղոցների լարման լարումը ավելի բարձր է, քան հսկիչ ազդանշանները: Եվ որքան մեծ է այս տարբերությունը, այնքան ավելի լայն է ելքային զարկերակը (այնքան մեծ է աշխատանքային ցիկլը):
Հսկիչ լարումը 3-րդ քորոցում իր հերթին կախված է օպերացիոն ուժեղացուցիչների (սխալ ուժեղացուցիչների) մուտքերի ազդանշաններից, որոնք իրենց հերթին կարող են վերահսկել ելքային լարումը և սնուցման ելքային հոսանքը:

Այսպիսով, ցանկացած հսկիչ ազդանշանի արժեքի աճը կամ նվազումը առաջացնում է միկրոսխեմայի ելքերում լարման իմպուլսների լայնության համապատասխան գծային նվազում կամ աճ:
Ինչպես նշվեց վերևում, որպես հսկիչ ազդանշաններ կարող են օգտագործվել 4-րդ պինից լարումը (մեռած ժամանակի հսկողություն), սխալի ուժեղացուցիչների մուտքերը կամ հետադարձ ազդանշանի մուտքագրումը անմիջապես 3-րդ կապից:

Տեսությունը, ինչպես ասում են, տեսություն է, բայց շատ ավելի լավ կլինի տեսնել և «շոշափել» այս ամենը գործնականում, ուստի եկեք հավաքենք հետևյալ սխեման հացի տախտակի վրա և մեր աչքերով տեսնենք, թե ինչպես է այդ ամենն աշխատում:

Ամենահեշտ և ամենաարագ ճանապարհը այդ ամենը հացի տախտակի վրա հավաքելն է: Այո, ես տեղադրել եմ KA7500 չիպը: Միկրոշրջանի «13» պտուտակը միացված է ընդհանուր լարին, այսինքն՝ մեր ելքային անջատիչները կաշխատեն մեկ ցիկլային ռեժիմով (տրանզիստորների վրա ազդանշանները նույնը կլինեն), և ելքային իմպուլսների կրկնության հաճախականությունը կհամապատասխանի. GPG-ի սղոցային լարման հաճախականությունը:

Ես միացրի օսցիլոսկոպը հետևյալ հսկիչ կետերին.
- Առաջին ճառագայթը, որը կապում է «4»-ը, վերահսկելու մշտական լարումը այս փինում: Գտնվում է էկրանի կենտրոնում զրոյական գծի վրա: Զգայունություն - 1 վոլտ մեկ բաժանման համար;
- Երկրորդ ճառագայթը սեղմում է «5»-ը՝ GPG-ի սղոցի լարումը կառավարելու համար: Այն նաև գտնվում է զրոյական գծի վրա (երկու ճառագայթները համակցված են) օքսիլոսկոպի կենտրոնում և նույն զգայունությամբ;
- Երրորդ ճառագայթը դեպի միկրոսխեմայի ելք դեպի «9» ամրացնելը, միկրոշրջանի ելքի իմպուլսները կառավարելու համար: Ճառագայթի զգայունությունը 5 վոլտ է մեկ բաժանման համար (0,5 վոլտ, գումարած բաժանարարը 10-ով): Գտնվում է օսցիլոսկոպի էկրանի ներքևի մասում:

Մոռացա ասել, միկրոսխեմայի ելքային անջատիչները միացված են ընդհանուր կոլեկտորին։ Այլ կերպ ասած, ըստ էմիտերի հետևորդների սխեմայի: Ինչու կրկնող: Քանի որ տրանզիստորի էմիտերի ազդանշանը ճշգրտորեն կրկնում է բազային ազդանշանը, որպեսզի մենք կարողանանք հստակ տեսնել ամեն ինչ:
Եթե դուք հեռացնում եք ազդանշանը տրանզիստորի կոլեկտորից, ապա այն կշրջվի (շրջված) բազային ազդանշանի նկատմամբ:
Մենք էներգիա ենք մատակարարում միկրոսխեմային և տեսնում ենք, թե ինչ ունենք տերմինալներում:

Չորրորդ ոտքի վրա մենք ունենք զրո (հարմարվողական ռեզիստորի սահիչը գտնվում է ամենացածր դիրքում), առաջին ճառագայթը գտնվում է էկրանի կենտրոնում գտնվող զրոյական գծի վրա: Սխալների ուժեղացուցիչները նույնպես չեն աշխատում:
Հինգերորդ ոտքի վրա մենք տեսնում ենք GPN-ի սղոցային լարումը (երկրորդ ճառագայթ), 3 վոլտից մի փոքր ավելի ամպլիտուդով:
Միկրոշրջանի ելքում (փին 9) մենք տեսնում ենք ուղղանկյուն իմպուլսներ մոտ 15 վոլտ ամպլիտուդով և առավելագույն լայնությամբ (96%): Էկրանի ներքևի կետերը հենց ֆիքսված աշխատանքային ցիկլի շեմն են: Որպեսզի ավելի հեշտ լինի տեսնել, եկեք միացնենք օսցիլոսկոպի ձգումը:

Դե, հիմա դուք կարող եք ավելի լավ տեսնել: Սա հենց այն ժամանակն է, երբ իմպուլսի ամպլիտուդը իջնում է զրոյի, և ելքային տրանզիստորը փակվում է այս կարճ ժամանակով: Այս ճառագայթի զրոյական մակարդակը էկրանի ներքևում է:
Դե, եկեք ավելացնենք լարումը «4»-ին և տեսնենք, թե ինչ ենք ստանում:

«4» քորոցում ես սահմանեցի 1 վոլտ հաստատուն լարում, օգտագործելով հարմարվողական ռեզիստոր, առաջին ճառագայթը բարձրացավ մեկ բաժանմամբ (ուղիղ գիծ օսցիլոսկոպի էկրանին): Ի՞նչ ենք մենք տեսնում։ Մահացած ժամանակը ավելացել է (աշխատանքի ցիկլը նվազել է), սա էկրանի ներքևի կետավոր գիծն է: Այսինքն, ելքային տրանզիստորը փակ է հենց իմպուլսի տևողության մոտ կեսը:
Եկեք ավելացնենք ևս մեկ վոլտ կտրող ռեզիստորով միկրոսխեմայի «4» պինդին:

Մենք տեսնում ենք, որ առաջին ճառագայթը բարձրացել է ևս մեկ բաժանում, ելքային իմպուլսների տևողությունը էլ ավելի է կարճացել (ամբողջ իմպուլսի տևողության 1/3-ը), իսկ մեռած ժամանակը (ելքային տրանզիստորի փակման ժամանակը) աճել է։ երկու երրորդին: Այսինքն, հստակ երևում է, որ միկրոսխեմայի տրամաբանությունը համեմատում է GPG ազդանշանի մակարդակը կառավարման ազդանշանի մակարդակի հետ, և ելք է անցնում միայն այն GPG ազդանշանին, որի մակարդակը բարձր է կառավարման ազդանշանից։

Ավելի պարզ դարձնելու համար միկրոշրջանի ելքային իմպուլսների տևողությունը (լայնությունը) նույնն է լինելու, ինչ սղոցի լարման ելքային իմպուլսների տևողությունը (լայնությունը), որը գտնվում է հսկիչ ազդանշանի մակարդակից բարձր (օսցիլոսկոպի ուղիղ գծի վերևում): էկրան):

Եկեք ավելի հեռու գնանք, ևս մեկ վոլտ ավելացնենք միկրոսխեմայի «4» ամրացմանը: Ի՞նչ ենք մենք տեսնում։ Միկրոշրջանի ելքում կան շատ կարճ իմպուլսներ, լայնությամբ մոտավորապես նույնն են, ինչ ուղիղ գծից վեր դուրս ցցված սղոցի լարման գագաթները: Միացնենք օսցիլոսկոպի վրա ձգվող հատվածը, որպեսզի զարկերակն ավելի լավ տեսանելի լինի։

Այստեղ մենք տեսնում ենք կարճ իմպուլս, որի ընթացքում ելքային տրանզիստորը բաց կլինի, իսկ մնացած ժամանակը (էկրանի ստորին գիծը) կփակվի։
Դե, եկեք փորձենք էլ ավելի մեծացնել լարումը «4» քորոցում: Մենք օգտագործում ենք կտրող ռեզիստոր՝ ելքի վրա լարումը սահմանելու համար GPG-ի սղոցային լարման մակարդակից բարձր:

Դե, դա այն է, մեր էլեկտրամատակարարումը կդադարի աշխատել, քանի որ ելքը լիովին «հանգիստ է»: Ելքային իմպուլսներ չկան, քանի որ «4» հսկիչ պինդում մենք ունենք 3,3 վոլտ-ից ավելի կայուն լարման մակարդակ:
Բացարձակապես նույնը տեղի կունենա, եթե դուք կիրառեք հսկիչ ազդանշան «3» ամրացման կամ որևէ սխալի ուժեղացուցիչի վրա: Եթե որևէ մեկին հետաքրքրում է, կարող եք ինքներդ փորձնականորեն ստուգել: Ավելին, եթե հսկիչ ազդանշանները միանգամից բոլոր հսկիչ պինների վրա են և կառավարում են միկրոսխեման (գերակայում են), ապա ազդանշան կլինի կառավարման պինդից, որի ամպլիտուդն ավելի մեծ է:

Դե, եկեք փորձենք անջատել «13» կապը ընդհանուր մետաղալարից և միացնել այն «14»-ին, այսինքն՝ միացնել ելքային անջատիչների գործառնական ռեժիմը մեկ ցիկլից դեպի հրում-քաշման: Եկեք տեսնենք, թե ինչ կարող ենք անել:

Օգտագործելով կտրող ռեզիստոր, մենք կրկին զրոյի ենք հասցնում լարումը «4» քորոցում: Միացրեք հոսանքը: Ի՞նչ ենք մենք տեսնում։
Միկրոշրջանի ելքը պարունակում է նաև առավելագույն տեւողությամբ ուղղանկյուն իմպուլսներ, սակայն դրանց կրկնության հաճախականությունը դարձել է սղոցային իմպուլսների հաճախականության կեսը:
Նույն իմպուլսները կլինեն միկրոսխեմայի երկրորդ առանցքային տրանզիստորի վրա (փին 10), միայն այն տարբերությամբ, որ դրանք ժամանակի ընթացքում կփոխվեն դրանց համեմատ 180 աստիճանով:
Գոյություն ունի նաև աշխատանքային ցիկլի առավելագույն շեմ (2%): Այժմ այն չի երևում, պետք է միացնել օսցիլոսկոպի 4-րդ ճառագայթը և համատեղել երկու ելքային ազդանշանները։ Չորրորդ զոնդը ձեռքի տակ չէ, ուստի ես դա չեմ արել: Յուրաքանչյուր ոք, ով ցանկանում է, ստուգեք այն գործնականում ինքներդ ձեզ համար, որպեսզի համոզվեք դրանում:

Այս ռեժիմում միկրոսխեման գործում է ճիշտ այնպես, ինչպես մեկ ցիկլի ռեժիմում, միակ տարբերությունն այն է, որ այստեղ ելքային իմպուլսների առավելագույն տևողությունը չի գերազանցի իմպուլսի ընդհանուր տևողության 48%-ը:
Այսպիսով, մենք երկար ժամանակ չենք դիտարկի այս ռեժիմը, այլ պարզապես տեսնենք, թե ինչպիսի իմպուլսներ կունենանք, երբ «4» պտուտակի լարումը երկու վոլտ է:

Մենք բարձրացնում ենք լարումը հարմարվողական ռեզիստորով: Ելքային իմպուլսների լայնությունը նվազել է մինչև զարկերակային ընդհանուր տևողության 1/6-ը, այսինքն՝ նաև ուղիղ երկու անգամ, քան ելքային անջատիչների աշխատանքի մեկ ցիկլի ռեժիմում (1/3 անգամ այնտեղ):
Երկրորդ տրանզիստորի ելքում (փին 10) կլինեն նույն իմպուլսները, որոնք ժամանակի ընթացքում կփոխվեն միայն 180 աստիճանով:
Դե, սկզբունքորեն, մենք վերլուծել ենք PWM կարգավորիչի աշխատանքը:

Նաև «4»-ի վրա: Ինչպես նշվեց ավելի վաղ, այս քորոցը կարող է օգտագործվել էլեկտրամատակարարման «փափուկ» մեկնարկի համար: Ինչպե՞ս կազմակերպել սա:
Շատ պարզ. Դա անելու համար մենք միացնում ենք RC միացում «4»-ին: Ահա դիագրամի օրինակի հատվածը.

Ինչպե՞ս է այստեղ աշխատում «փափուկ մեկնարկը»: Եկեք նայենք դիագրամին: C1 կոնդենսատորը միացված է ION-ին (+5 վոլտ) R5 ռեզիստորի միջոցով:
Երբ հոսանք է կիրառվում միկրոսխեմայի վրա (փին 12), 14-րդ պտուտակի վրա հայտնվում է +5 վոլտ: C1 կոնդենսատորը սկսում է լիցքավորվել: Կոնդենսատորի լիցքավորման հոսանքը հոսում է R5 ռեզիստորի միջով, այն միացնելու պահին առավելագույնն է (կոնդենսատորը լիցքաթափված է) և դիմադրության վրա տեղի է ունենում 5 վոլտ լարման անկում, որը մատակարարվում է «4» պինդին: Այս լարումը, ինչպես արդեն փորձնականորեն պարզել ենք, արգելում է իմպուլսների անցումը միկրոսխեմայի ելք։
Քանի որ կոնդենսատորը լիցքավորվում է, լիցքավորման հոսանքը նվազում է, և դիմադրության վրա լարման անկումը համապատասխանաբար նվազում է: «4» պտուտակի լարումը նույնպես նվազում է, և իմպուլսները սկսում են հայտնվել միկրոսխեմայի ելքում, որի տևողությունը աստիճանաբար մեծանում է (քանի որ կոնդենսատորը լիցքավորվում է): Երբ կոնդենսատորը լիովին լիցքավորվում է, լիցքավորման հոսանքը դադարում է, «4» պտուտակի լարումը մոտենում է զրոյին, իսկ «4» պտուտակն այլևս չի ազդում ելքային իմպուլսների տևողության վրա: Էներգամատակարարումը վերադառնում է իր աշխատանքային ռեժիմին:
Բնականաբար, դուք կռահեցիք, որ էլեկտրամատակարարման գործարկման ժամանակը (այն հասնում է աշխատանքային ռեժիմի) կախված կլինի ռեզիստորի և կոնդենսատորի չափից, և դրանք ընտրելով հնարավոր կլինի կարգավորել այս ժամանակը։

Դե, սա հակիրճ ամբողջ տեսությունն ու պրակտիկան է, և այստեղ առանձնապես բարդ բան չկա, և եթե դուք հասկանում և հասկանում եք այս PWM-ի աշխատանքը, ապա ձեզ համար դժվար չի լինի հասկանալ և հասկանալ մյուս PWM-ների աշխատանքը:

Բոլորին հաջողություն եմ մաղթում։

Քննարկվող միկրոսխեման պատկանում է ամենատարածված և լայնորեն օգտագործվող ինտեգրված էլեկտրոնային սխեմաների ցանկին: Նրա նախորդը Unitrode-ի PWM կարգավորիչների UC38xx շարքն էր: 1999 թվականին այս ընկերությունը գնվեց Texas Instruments-ի կողմից, և այդ ժամանակվանից սկսվեց այս կարգավորիչների շարքի զարգացումը, ինչը հանգեցրեց ստեղծմանը 2000-ականների սկզբին: TL494 սերիայի միկրոսխեմաներ: Բացի վերը նշված UPS-ից, դրանք կարելի է գտնել DC լարման կարգավորիչներում, կառավարվող կրիչներում, փափուկ մեկնարկիչներում՝ մի խոսքով, որտեղ էլ որ օգտագործվում է PWM կարգավորումը։ Այս չիպը կլոնավորած ընկերությունների թվում են այնպիսի աշխարհահռչակ ապրանքանիշեր, ինչպիսիք են Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor: Նրանք բոլորը ներկայացնում են իրենց արտադրանքի մանրամասն նկարագրությունը, այսպես կոչված, TL494CN տվյալների թերթիկը:

Փաստաթղթեր

TL494CN չիպի նպատակը

Ավանդաբար, մենք կսկսենք մեր նկարագրությունը ներքին սարքերի նպատակներով և ցանկով: Այն ֆիքսված հաճախականությամբ PWM կարգավորիչ է, որը նախատեսված է հիմնականում UPS-ում օգտագործելու համար և պարունակում է հետևյալ սարքերը՝ սղոցային լարման գեներատոր (RVG); սխալի ուժեղացուցիչներ; հղումային լարման աղբյուր +5 Վ; «մեռած ժամանակի» ճշգրտման միացում; ելքային տրանզիստորային անջատիչներ մինչև 500 մԱ հոսանքի համար; մեկ կամ երկու հարվածային աշխատանքային ռեժիմի ընտրության սխեմա:

Սահմանափակման պարամետրեր

Ինչպես ցանկացած այլ միկրոսխեմա, TL494CN նկարագրությունը պետք է անպայման պարունակի առավելագույն թույլատրելի կատարողական բնութագրերի ցանկ: Եկեք դրանք տրամադրենք Motorola, Inc.-ի տվյալների հիման վրա. Մատակարարման լարումը` 42 Վ. Լարումը ելքային տրանզիստորի կոլեկտորի մոտ` 42 Վ. Ելքային տրանզիստորի կոլեկտորային հոսանքը` 500 մԱ: Ուժեղացուցիչի մուտքային լարման միջակայքը՝ -0,3 Վ-ից մինչև +42 Վ. Էլեկտրաէներգիայի սպառում (t-ում< 45 °C): 1000 мВт. Диапазон температур хранения: от -55 до +125 °С. Диапазон рабочих температур окружающей среды: от 0 до +70 °С. Следует отметить, что параметр 7 для микросхемы TL494IN несколько шире: от -25 до +85 °С.

Չիպի դիզայն

TL494CN Իր գործի տերմինալների ռուսերեն նկարագրությունը ներկայացված է ստորև նկարում:

Չիպի տեսքը

TL494CN՝ ֆունկցիոնալ դիագրամ

Այսպիսով, այս միկրոսխեմայի խնդիրն է իմպուլսային լայնության մոդուլյացիան (PWM, կամ իմպուլսային լայնության մոդուլացված (PWM)) լարման իմպուլսների, որոնք առաջանում են ինչպես կարգավորվող, այնպես էլ չկարգավորվող UPS-ների ներսում: Առաջին տիպի սնուցման սարքերում իմպուլսի տևողության միջակայքը, որպես կանոն, հասնում է առավելագույն հնարավոր արժեքի (~ 48% յուրաքանչյուր ելքի համար push-pull սխեմաներում, որոնք լայնորեն օգտագործվում են մեքենայի աուդիո ուժեղացուցիչների սնուցման համար): TL494CN չիպն ունի ընդհանուր առմամբ 6 ելքային կապում, որոնցից 4-ը (1, 2, 15, 16) մուտքեր են ներքին սխալի ուժեղացուցիչներին, որոնք օգտագործվում են UPS-ը ընթացիկ և պոտենցիալ ծանրաբեռնվածությունից պաշտպանելու համար: Pin #4-ը 0-ից 3V ազդանշանի մուտք է՝ քառակուսի ալիքի ելքի աշխատանքային ցիկլը կարգավորելու համար, իսկ #3-ը համեմատական ելք է և կարող է օգտագործվել մի քանի ձևով: Եվս 4-ը (թվերը 8, 9, 10, 11) տրանզիստորների ազատ կոլեկտորներ և արտանետիչներ են 250 մԱ առավելագույն թույլատրելի բեռի հոսանքով (երկարաժամկետ ռեժիմում ոչ ավելի, քան 200 մԱ): Նրանք կարող են միանալ զույգերով (9-ը 10-ով և 8-ը 11-ով) կառավարելու հզոր դաշտային ազդեցության տրանզիստորներ (MOSFET տրանզիստորներ) 500 մԱ առավելագույն թույլատրելի հոսանքով (շարունակական ռեժիմում 400 մԱ-ից ոչ ավելի):

Միկրոշրջանն ունի ներկառուցված հղման լարման աղբյուր (RES) +5 Վ (թիվ 14): Այն սովորաբար օգտագործվում է որպես հղման լարում (± 1%) ճշտությամբ, որը մատակարարվում է 10 մԱ-ից ոչ ավելի սպառող սխեմաների մուտքերին, օրինակ՝ 13-րդ պտուտակին՝ մեկ կամ երկու ցիկլի աշխատանքային ռեժիմների ընտրության համար: միկրոսխեման. եթե դրա վրա կա +5 Վ, ապա ընտրվում է երկրորդ ռեժիմը, եթե դրա վրա մինուս մատակարարման լարում կա՝ առաջինը: Թեքահարթակի լարման գեներատորի (RVG) հաճախականությունը կարգավորելու համար օգտագործվում է կոնդենսատոր և դիմադրություն, որոնք միացված են համապատասխանաբար 5 և 6 կապանքներին: Եվ, իհարկե, միկրոսխեման ունի պլյուս և մինուս սնուցման աղբյուրը միացնելու համար (համապատասխանաբար 12 և 7 համարներ) 7-ից 42 Վ միջակայքում: Դիագրամից երևում է, որ կան մի շարք այլ ներքին սարքեր: TL494CN-ում: Նրանց գործառական նպատակի ռուսերեն նկարագրությունը կտրվի ստորև, քանի որ նյութը ներկայացված է:

Ներածման փին գործառույթներ

Ինչպես ցանկացած այլ էլեկտրոնային սարք: խնդրո առարկա միկրոսխեման ունի իր սեփական մուտքերն ու ելքերը: Մենք կսկսենք առաջիններից: Այս TL494CN կապումների ցանկն արդեն տրվել է վերևում: Նրանց գործառական նպատակի ռուսերեն նկարագրությունը կտրվի ստորև՝ մանրամասն բացատրություններով:
Եզրակացություն 1
Սա սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի դրական (ոչ շրջվող) մուտքն է: Եթե դրա լարումը ցածր է լարումից 2-րդ փինում, սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ելքը ցածր կլինի: Եթե այն ավելի բարձր է, քան 2-րդ կետում, սխալի ուժեղացուցիչ 1 ազդանշանը կդառնա բարձր: Ուժեղացուցիչի ելքը, ըստ էության, հետևում է դրական մուտքին, օգտագործելով 2-րդ կապը որպես հղում: Սխալների ուժեղացուցիչների գործառույթները ավելի մանրամասն կներկայացվեն ստորև:
Եզրակացություն 2
Սա 1-ին սխալի ուժեղացուցիչի բացասական (շրջվող) մուտքն է: Եթե այս փին 1-ից բարձր է, սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ելքը ցածր կլինի: Եթե այս փին լարումը ավելի ցածր է, քան 1-ին կապի լարումը, ուժեղացուցիչի ելքը բարձր կլինի:
Եզրակացություն 15
Այն աշխատում է ճիշտ այնպես, ինչպես #2: Հաճախ երկրորդ սխալի ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում TL494CN-ում: Միացման սխեման այս դեպքում պարունակում է 15 կապ, որը պարզապես միացված է 14-ին (հղման լարումը +5 Վ):
Եզրակացություն 16
Այն աշխատում է այնպես, ինչպես թիվ 1: Այն սովորաբար կցվում է ընդհանուր թիվ 7-ին, երբ երկրորդ սխալի ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում: Եթե 15-ը միացված է +5V-ին, և 16-ը միացված է ընդհանուրին, երկրորդ ուժեղացուցիչի ելքը ցածր է և, հետևաբար, չիպի աշխատանքի վրա որևէ ազդեցություն չի ունենում:
Եզրակացություն 3
Այս փին և յուրաքանչյուր ներքին TL494CN ուժեղացուցիչ միացված են դիոդների միջոցով: Եթե դրանցից որեւէ մեկի ելքի ազդանշանը ցածրից փոխվում է բարձր մակարդակի, ապա թիվ 3-ում այն նույնպես բարձրանում է։ Երբ այս փին ազդանշանը գերազանցում է 3,3 Վ-ը, ելքային իմպուլսներն անջատվում են (զրոյական աշխատանքային ցիկլ): Երբ դրա վրա լարումը մոտ է 0 Վ-ին, իմպուլսի տեւողությունը առավելագույնն է: 0-ից 3,3 Վ-ի միջև իմպուլսի լայնությունը 50%-ից մինչև 0% է (PWM կարգավորիչի յուրաքանչյուր ելքի համար՝ 9-րդ և 10-րդ կապում սարքերի մեծ մասում): Անհրաժեշտության դեպքում, քորոց 3-ը կարող է օգտագործվել որպես մուտքային ազդանշան կամ կարող է օգտագործվել զարկերակային լայնության փոփոխության արագության խոնավացում ապահովելու համար: Եթե դրա վրա լարումը բարձր է (> ~ 3,5 Վ), ապա PWM կարգավորիչի վրա UPS-ը գործարկելու միջոց չկա (դրանից իմպուլսներ չեն լինի):
Եզրակացություն 4
Այն վերահսկում է ելքային իմպուլսների աշխատանքային ցիկլի տիրույթը (անգլերեն Dead-Time Control): Եթե դրա վրայի լարումը մոտ է 0 Վ-ին, ապա միկրոսխեման կարող է ելք տալ ինչպես նվազագույն հնարավոր, այնպես էլ առավելագույն իմպուլսի լայնությունը (որը որոշվում է այլ մուտքային ազդանշաններով): Եթե այս քորոցին կիրառվի մոտ 1,5 Վ լարում, ելքային իմպուլսի լայնությունը կսահմանափակվի առավելագույն լայնության 50%-ով (կամ ~25% աշխատանքային ցիկլով Push-pull PWM կարգավորիչի ռեժիմի համար): Եթե լարումը բարձր է (>~3.5V), ապա TL494CN-ի վրա UPS-ը գործարկելու հնարավորություն չկա: Նրա միացման սխեման հաճախ պարունակում է թիվ 4, ուղղակիորեն միացված է գետնին: Կարևոր է հիշել. 3 և 4 կապում ազդանշանը պետք է լինի ~3,3 Վ-ից ցածր: Բայց ի՞նչ կլինի, եթե այն մոտ է, օրինակ, +5 Վ-ին: Ինչպե՞ս կվարվի TL494CN-ն այդ ժամանակ: Դրա վրա լարման փոխարկիչի միացումը իմպուլսներ չի առաջացնի, այսինքն. UPS-ից ելքային լարում չի լինի:
Եզրակացություն 5
Ծառայում է Ct ժամանակային կոնդենսատորը միացնելու համար, որի երկրորդ կոնտակտը միացված է գետնին: Հզորության արժեքները սովորաբար կազմում են 0,01 μF-ից մինչև 0,1 μF: Այս բաղադրիչի արժեքի փոփոխությունները հանգեցնում են GPG-ի հաճախականության և PWM կարգավորիչի ելքային իմպուլսների փոփոխության: Սովորաբար, օգտագործվում են բարձրորակ կոնդենսատորներ շատ ցածր ջերմաստիճանի գործակիցով (ջերմաստիճանի հետ հզորության շատ փոքր փոփոխությամբ):
Եզրակացություն 6
Ժամկետային ռեզիստորը Rt-ը միացնելու համար, նրա երկրորդ կոնտակտը միացված է գետնին: Rt-ի և Ct-ի արժեքները որոշում են FPG-ի հաճախականությունը: f = 1.1: (Rt x Ct):
Եզրակացություն 7
Այն միանում է PWM կարգավորիչի սարքի միացման ընդհանուր լարին:
Եզրակացություն 12
Նշված է VCC տառերով։ Այն միացված է TL494CN սնուցման «պլյուսին»: Դրա միացման սխեման սովորաբար պարունակում է թիվ 12, որը միացված է էլեկտրամատակարարման անջատիչին: Շատ UPS-ներ օգտագործում են այս փին հոսանքը (և հենց UPS-ը) միացնելու և անջատելու համար: Եթե դրա վրա կա +12 Վ, և թիվ 7-ը հիմնավորված է, ապա GPN և ION միկրոսխեմաները կաշխատեն:
Եզրակացություն 13
Սա գործառնական ռեժիմի մուտքագրումն է: Դրա գործունեությունը նկարագրված է վերևում:

Ելքային կապի գործառույթներ

Դրանք նաև վերը նշված էին TL494CN-ի համար: Նրանց գործառական նպատակի ռուսերեն նկարագրությունը կտրվի ստորև՝ մանրամասն բացատրություններով:
Եզրակացություն 8
Այս չիպն ունի 2 NPN տրանզիստոր, որոնք նրա ելքային անջատիչներն են։ Այս քորոցը տրանզիստորի 1-ի կոլեկտորն է, որը սովորաբար միացված է մշտական լարման աղբյուրին (12 Վ): Այնուամենայնիվ, որոշ սարքերի սխեմաներում այն օգտագործվում է որպես ելք, և դրա վրա կարող եք տեսնել քառակուսի ալիք (ինչպես թիվ 11):
Եզրակացություն 9
Սա տրանզիստոր 1-ի թողարկիչն է: Այն վարում է UPS-ի հոսանքի տրանզիստորը (շատ դեպքերում FET) հրում-քաշման միացումով, ուղղակիորեն կամ միջանկյալ տրանզիստորի միջոցով:
Եզրակացություն 10
Սա տրանզիստորի 2-ի թողարկիչն է: Մեկ ցիկլային ռեժիմում դրա վրա ազդանշանը նույնն է, ինչ թիվ 9-ում: Թիվ 9-ի և 10-ի ազդանշանները հակաֆազ են, այսինքն, երբ ազդանշանի մակարդակը: մեկի մոտ բարձր է, ապա մյուսի մոտ ցածր է, և հակառակը: Սարքավորումների մեծ մասում խնդրո առարկա միկրոշրջանի ելքային տրանզիստորային անջատիչների թողարկիչներից ազդանշանները վերահսկում են դաշտային ազդեցության հզոր տրանզիստորները, որոնք միացված են, երբ 9-րդ և 10-րդ կապում լարումը բարձր է (~ 3,5 Վ-ից բարձր, բայց այն չի մտնում: որևէ կերպ վերաբերում է 3,3 Վ մակարդակին թիվ 3 և 4-ում):
Եզրակացություն 11
Սա տրանզիստորի 2-ի կոլեկտորն է, որը սովորաբար միացված է մշտական լարման աղբյուրին (+12 Վ): Նշում. TL494CN-ի վրա հիմնված սարքերում դրա միացման սխեման կարող է պարունակել ինչպես PWM կարգավորիչի ելքեր, այնպես էլ 1-ին և 2-ի տրանզիստորների կոլեկտորներ և թողարկիչներ, թեև երկրորդ տարբերակն ավելի տարածված է: Այնուամենայնիվ, կան տարբերակներ, երբ հենց 8-րդ և 11-րդ կապում են ելքերը: Եթե միկրոսխեմայի և դաշտային տրանզիստորների միջև ընկած շղթայում գտնեք փոքր տրանսֆորմատոր, ելքային ազդանշանը, ամենայն հավանականությամբ, վերցված է նրանցից (կոլեկտորներից):
Եզրակացություն 14
Սա ION ելքն է, որը նույնպես նկարագրված է վերևում:

Գործողության սկզբունքը

Ինչպե՞ս է աշխատում TL494CN չիպը: Մենք կտանք նկարագրությունը, թե ինչպես է այն աշխատում Motorola, Inc.-ի նյութերի հիման վրա: Զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի ելքը ձեռք է բերվում՝ համեմատելով Ct կոնդենսատորի դրական թեքահարթակի ազդանշանը երկու կառավարման ազդանշաններից որևէ մեկի հետ: NOR տրամաբանական սխեմաները կառավարում են Q1 և Q2 ելքային տրանզիստորները, բացելով դրանք միայն այն ժամանակ, երբ ազդանշանը մատնահարդարման ժամացույցի մուտքի (C1) վրա (տես TL494CN ֆունկցիոնալ դիագրամը) ցածրանում է: Այսպիսով, եթե ձգանի C1 մուտքագրումը գտնվում է տրամաբանական մեկ մակարդակի վրա, ապա ելքային տրանզիստորները փակվում են երկու աշխատանքային ռեժիմներում՝ մեկ ցիկլով և հրում-քաշում: Եթե այս մուտքում կա ժամացույցի ազդանշան, ապա հրում-քաշման ռեժիմում տրանզիստորի անջատիչները մեկ առ մեկ բացվում են, երբ ժամացույցի իմպուլսի անջատումը հասնում է ձգանին: Միակողմանի ռեժիմում flip-flop-ը չի օգտագործվում, և երկու ելքային անջատիչները բացվում են համաժամանակյա: Այս բաց վիճակը (երկու ռեժիմներում) հնարավոր է միայն GPG ժամանակաշրջանի այն հատվածում, երբ սղոցի ատամի լարումը ավելի մեծ է, քան կառավարման ազդանշանները: Այսպիսով, հսկիչ ազդանշանի արժեքի աճը կամ նվազումը առաջացնում է միկրոսխեմայի ելքերում լարման իմպուլսների լայնության համապատասխան գծային աճ կամ նվազում: Որպես հսկիչ ազդանշան կարող են օգտագործվել լարումը 4-րդ կապից (մեռած ժամանակի հսկողություն), սխալի ուժեղացուցիչների մուտքերը կամ 3-րդ կապի ազդանշանի մուտքը:

ՀՈԴՎԱԾԸ ՊԱՏՐԱՍՏՎԵԼ Է Ա.Վ.ԳՈԼՈՎԿՈՎԻ և Վ.Բ.ԼՅՈՒԲԻՑԿՈՒ ԳՐՔԻ ՎԻՃԱԿԻ ՀԻՄՆԱԲԱՂԹ.

CONTROL IC TL494

Ժամանակակից UPS-ներում սովորաբար օգտագործվում են մասնագիտացված ինտեգրալ սխեմաներ (IC)՝ փոխարկիչի հոսանքի տրանզիստորների միացման համար հսկիչ լարման առաջացման համար:
Իդեալական կառավարման IC-ն՝ PWM ռեժիմում UPS-ի նորմալ շահագործումն ապահովելու համար, պետք է բավարարի հետևյալ պայմաններից շատերին.
գործառնական լարումը ոչ ավելի, քան 40 Վ;
բարձր կայուն ջերմային կայունացված հղման լարման աղբյուրի առկայությունը.
սղոցային լարման գեներատորի առկայությունը
ապահովելով ծրագրավորվող փափուկ մեկնարկը արտաքին ազդանշանի հետ համաժամեցնելու հնարավորությունը.
ընդհանուր ռեժիմի բարձր լարման հետ անհամապատասխանության ազդանշանի ուժեղացուցիչի առկայությունը.
PWM համեմատիչի առկայությունը;
զարկերակային կառավարվող ձգանի առկայությունը;
կարճ միացումից պաշտպանությամբ երկալիքային նախնական տերմինալ կասկադի առկայությունը.
կրկնակի զարկերակային զսպման տրամաբանության առկայությունը;
ելքային լարումների համաչափությունը շտկելու միջոցների առկայություն.
Ընթացիկ սահմանափակման առկայություն ընդհանուր ռեժիմի լարումների լայն շրջանակում, ինչպես նաև հոսանքի սահմանափակում վթարային ռեժիմում անջատմամբ յուրաքանչյուր ժամանակահատվածում.
ուղիղ փոխանցման միջոցով ավտոմատ կառավարման առկայություն;
ապահովելով անջատում, երբ մատակարարման լարումը նվազում է.
բարձրացումից պաշտպանություն ապահովելը;
TTL/CMOS տրամաբանության հետ համատեղելիության ապահովում;
ապահովելով հեռակառավարվող միացում և անջատում:

Նկար 11. TL494 հսկիչ չիպը և դրա գագաթը:

Դեպքերի ճնշող մեծամասնությունում TL494CN տիպի միկրոսխեմա, որն արտադրվում է TEXAS INSTRUMENT-ի (ԱՄՆ) կողմից, օգտագործվում է որպես դիտարկվող UPS-ի դասի կառավարման միացում (Նկար 11): Այն իրականացնում է վերը թվարկված գործառույթների մեծ մասը և արտադրվում է մի շարք արտասահմանյան ընկերությունների կողմից՝ տարբեր անվանումներով: Օրինակ, SHARP ընկերությունը (Ճապոնիա) արտադրում է IR3M02 միկրոսխեման, FAIRCHILD ընկերությունը (ԱՄՆ)՝ UA494, SAMSUNG ընկերությունը (Կորեա)՝ KA7500, FUJITSU ընկերությունը (Ճապոնիա)՝ MB3759 և այլն։ Այս բոլոր միկրոսխեմաները կենցաղային KR1114EU4 միկրոսխեմայի ամբողջական անալոգներ են: Եկեք մանրամասն քննարկենք այս կառավարման չիպի դիզայնը և շահագործումը: Այն հատուկ նախագծված է UPS-ի ուժային մասը կառավարելու համար և պարունակում է (նկ. 12).

Նկար 12. TL494 IC-ի ֆունկցիոնալ դիագրամ

Ramp լարման գեներատոր DA6; GPG հաճախականությունը որոշվում է ռեզիստորի և կոնդենսատորի արժեքներով, որոնք միացված են 5-րդ և 6-րդ կապանքներին, իսկ դիտարկվող էլեկտրամատակարարման դասում ընտրվում է մոտավորապես 60 կՀց;
կայունացված հղման լարման աղբյուր DA5 (Uref=+5,OB) արտաքին ելքով (փին 14);
մեռած գոտու համեմատիչ DA1;
համեմատիչ PWM DA2;
լարման սխալի ուժեղացուցիչ DA3;
DA4 ընթացիկ սահմանային ազդանշանի սխալի ուժեղացուցիչ;
երկու ելքային տրանզիստոր VT1 և VT2 բաց կոլեկտորներով և արտանետիչներով;
դինամիկ հրում-քաշեք D-ձգան հաճախականության բաժանման ռեժիմում 2 - DD2;
օժանդակ տրամաբանական տարրեր DD1 (2-OR), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
մշտական լարման աղբյուր 0.1BDA7 վարկանիշով;
DC աղբյուր 0,7 մԱ DA8 անվանական արժեքով:
Կառավարման միացումը կսկսվի, այսինքն. Իմպուլսների հաջորդականությունը կհայտնվի 8-րդ և 11-րդ պտուտակների վրա, եթե 12-րդ պտուտակի վրա կիրառվի որևէ մատակարարման լարում, որի մակարդակը գտնվում է +7-ից +40 Վ-ի միջակայքում: TL494 IC-ում ներառված ֆունկցիոնալ միավորների ամբողջ փաթեթը կարելի է բաժանել: թվային և անալոգային մասի (թվային և անալոգային ազդանշանի ուղիներ): Անալոգային մասը ներառում է սխալի ուժեղացուցիչներ DA3, DA4, համեմատիչներ DA1, DA2, սղոցային լարման գեներատոր DA6, ինչպես նաև DA5, DA7, DA8 օժանդակ աղբյուրներ: Բոլոր մյուս տարրերը, ներառյալ ելքային տրանզիստորները, կազմում են թվային մասը (թվային ուղին):

Նկար 13. TL494 IC-ի շահագործումը անվանական ռեժիմում՝ U3, U4, U5 - լարումներ 3, 4, 5 կապում:

Եկեք նախ դիտարկենք թվային ուղու աշխատանքը: Ժամկետային դիագրամները, որոնք բացատրում են միկրոսխեմայի աշխատանքը, ներկայացված են Նկ. 13. Ժամկետային դիագրամներից պարզ է դառնում, որ միկրոսխեմայի ելքային կառավարման իմպուլսների առաջացման պահերը, ինչպես նաև դրանց տեւողությունը (12 և 13 գծապատկերներ) որոշվում են DD1 տրամաբանական տարրի ելքի վիճակով (գծապատկեր 5. ) Մնացած «տրամաբանությունը» կատարում է միայն DD1-ի ելքային իմպուլսները երկու ալիքների բաժանելու օժանդակ գործառույթ: Այս դեպքում միկրոսխեմայի ելքային իմպուլսների տեւողությունը որոշվում է նրա ելքային տրանզիստորների VT1, VT2 բաց վիճակի տեւողությամբ: Քանի որ այս երկու տրանզիստորներն էլ ունեն բաց կոլեկտորներ և արտանետիչներ, դրանք կարող են միացվել երկու եղանակով: Երբ միացված է ընդհանուր թողարկիչով շղթայի համաձայն, ելքային իմպուլսները հանվում են տրանզիստորների արտաքին կոլեկտորային բեռներից (միկրոշրջանակի 8 և 11 կապանքներից), իսկ իմպուլսներն իրենք ուղղվում են դեպի ներքև դրական մակարդակից (առաջատար իմպուլսների եզրերը բացասական են): Տրանզիստորների արտանետիչները (միկրոշրջանակի 9-րդ և 10-րդ կապում) այս դեպքում սովորաբար հիմնավորված են: Երբ միացված է ընդհանուր կոլեկտորով շղթայի համաձայն, արտաքին բեռները միացված են տրանզիստորների արտանետիչներին, և ելքային իմպուլսները, որոնք այս դեպքում ուղղորդվում են ալիքներով (իմպուլսների առաջնային եզրերը դրական են), հանվում են արտանետիչներից: տրանզիստորներ VT1, VT2: Այս տրանզիստորների կոլեկտորները միացված են կառավարման չիպի ուժային ավտոբուսին (Upom):
Մնացած ֆունկցիոնալ ստորաբաժանումների ելքային իմպուլսները, որոնք TL494 միկրոսխեմայի թվային մասի մաս են կազմում, ուղղված են դեպի վեր՝ անկախ միկրոսխեմայի սխեմայից:
DD2 գործարկիչը push-pull դինամիկ D flip-flop է: Դրա գործողության սկզբունքը հետևյալն է. DD1 տարրի ելքային իմպուլսի առջևի (դրական) եզրին ներքին ռեգիստրում գրվում է DD2 ֆլիպֆլոպի D մուտքագրման վիճակը։ Ֆիզիկապես դա նշանակում է, որ DD2-ում ընդգրկված երկու մատնաչափերից առաջինը միացված է: Երբ DD1 տարրի ելքի իմպուլսը ավարտվում է, DD2-ի ներսում երկրորդ ֆլիպ-ֆլոպը փոխարկվում է այս իմպուլսի ընկնող (բացասական) եզրի երկայնքով, և DD2 ելքերի վիճակը փոխվում է (D մուտքից կարդացվող տեղեկատվությունը հայտնվում է Q ելքում): . Սա վերացնում է VT1, VT2 տրանզիստորներից յուրաքանչյուրի հիմքում ապակողպման զարկերակի հայտնվելու հնարավորությունը մեկ ժամանակահատվածում երկու անգամ: Իրոք, քանի դեռ DD2-ի ձգան C մուտքի մոտ զարկերակային մակարդակը չի փոխվել, դրա ելքերի վիճակը չի փոխվի: Հետևաբար, զարկերակը փոխանցվում է միկրոսխեմայի ելքին ալիքներից մեկի միջոցով, օրինակ՝ վերին (DD3, DD5, VT1): Երբ C մուտքի զարկերակն ավարտվում է, ձգան DD2 անջատիչը, կողպում է վերին ալիքը և բացում ստորին ալիքը (DD4, DD6, VT2): Հետևաբար, հաջորդ զարկերակը, որը հասնում է C մուտքին և մուտքերը DD5, DD6, ներքևի ալիքով կփոխանցվի միկրոսխեմայի ելքին: Այսպիսով, DD1 տարրի ելքային իմպուլսներից յուրաքանչյուրը իր բացասական եզրով անջատում է DD2-ը և դրանով իսկ փոխում հաջորդ իմպուլսի անցման ալիքը: Հետևաբար, հսկիչ միկրոշրջանի համար հղման նյութը ցույց է տալիս, որ միկրոսխեմայի ճարտարապետությունը ապահովում է կրկնակի զարկերակային ճնշում, այսինքն. վերացնում է նույն տրանզիստորի վրա հիմնված երկու ապակողպման իմպուլսների տեսքը մեկ ժամանակահատվածում:
Եկեք մանրամասն քննարկենք միկրոսխեմայի թվային ուղու շահագործման մեկ շրջանը:
Վերին (VT1) կամ ստորին (VT2) ալիքի ելքային տրանզիստորի վրա հիմնված ապակողպման իմպուլսի տեսքը որոշվում է DD5, DD6 («2OR-NOT») տարրերի գործողության տրամաբանությամբ և DD3 տարրերի վիճակով, DD4 («2AND»), որն, իր հերթին, որոշվում է DD2 ձգանման վիճակով:
2-OR-NOT տարրի գործառնական տրամաբանությունը, ինչպես հայտնի է, այն է, որ բարձր մակարդակի լարումը (տրամաբանական 1) հայտնվում է նման տարրի ելքում այն միակ դեպքում, երբ ցածր լարման մակարդակները (տրամաբանական 0) առկա են դրա երկու մուտքերն էլ։ Մուտքային ազդանշանների այլ հնարավոր համակցությունների դեպքում 2-րդ OR-NOT տարրի ելքը ցածր լարման մակարդակ ունի (տրամաբանական 0): Հետևաբար, եթե DD2 ձգանչի Q ելքում կա տրամաբանական 1 (նկար 13-ում 5-րդ դիագրամի մոմենտը), իսկ /Q ելքում կա տրամաբանական 0, ապա DD3 տարրի երկու մուտքերում (2I): ) կլինի տրամաբանական 1 և, հետևաբար, տրամաբանական 1 կհայտնվի DD3 ելքի վրա, հետևաբար վերին ալիքի DD5 (2OR-NOT) տարրի մուտքերից մեկում։ Հետևաբար, անկախ DD1 տարրի ելքից այս տարրի երկրորդ մուտքին հասնող ազդանշանի մակարդակից, DD5 ելքի վիճակը կլինի տրամաբանական O, իսկ տրանզիստորը VT1 կմնա փակ վիճակում։ DD4 տարրի ելքային վիճակը կլինի տրամաբանական 0, քանի որ տրամաբանական 0-ն առկա է DD4-ի մուտքերից մեկում, որը գալիս է այնտեղ Flip-flop DD2-ի /Q ելքից: Տրամաբանական 0-ը DD4 տարրի ելքից մատակարարվում է DD6 տարրի մուտքերից մեկին և հնարավորություն է տալիս իմպուլսի անցնել ստորին ալիքով: Դրական բևեռայնության այս զարկերակը (տրամաբանական 1) կհայտնվի DD6-ի ելքում և հետևաբար VT2-ի հիմքում DD1 տարրի ելքային իմպուլսների միջև դադարի ժամանակ (այսինքն այն ժամանակ, երբ DD1-ի ելքում կա տրամաբանական 0: - 5-րդ դիագրամի trt2 միջակայքը, նկ. 13): Հետևաբար, տրանզիստոր VT2-ը բացվում է, և դրա կոլեկտորի վրա զարկերակ է հայտնվում՝ այն դուրս հանելով դեպի ներքև դրական մակարդակից (եթե միացված է ընդհանուր թողարկիչով շղթայի համաձայն):
DD1 տարրի հաջորդ ելքային իմպուլսի սկիզբը (Նկար 13-ում 5-րդ դիագրամի t2 պահը) չի փոխի միկրոսխեմայի թվային ուղու տարրերի վիճակը, բացառությամբ DD6 տարրի, որի ելքում տրամաբանական 0 կհայտնվի, և, հետևաբար, տրանզիստորը VT2 կփակվի: DD1 ելքային իմպուլսի ավարտը (մոմենտ ta) կառաջացնի DD2 ձգանման ելքերի վիճակի փոփոխություն դեպի հակառակը (տրամաբանական 0 - ելքում Q, տրամաբանական 1 - ելքում /Q): Հետևաբար, DD3, DD4 տարրերի ելքերի վիճակը կփոխվի (DD3-ի ելքում՝ տրամաբանական 0, DD4-ի ելքում՝ տրամաբանական 1)։ DD1 տարրի ելքի պահին սկսված դադարը հնարավորություն կտա բացել վերին ալիքի VT1 տրանզիստորը: Տրամաբանական 0-ը DD3 տարրի ելքում «կհաստատի» այս հնարավորությունը՝ այն վերածելով VT1 տրանզիստորի վրա հիմնված ապակողպման իմպուլսի իրական տեսքի: Այս իմպուլսը տևում է մինչև U պահը, որից հետո VT1-ը փակվում է և պրոցեսները կրկնվում են։
Այսպիսով, միկրոսխեմայի թվային ուղու շահագործման հիմնական գաղափարն այն է, որ ելքային իմպուլսի տևողությունը 8 և 11 կապումներում (կամ 9 և 10 կապում) որոշվում է դադարի տևողությամբ DD1 տարրի ելքային իմպուլսներ: DD3, DD4 տարրերը որոշում են զարկերակի անցման ալիքը՝ օգտագործելով ցածր մակարդակի ազդանշան, որի տեսքը փոխարինվում է DD2 գործարկիչի Q և /Q ելքերում, որը վերահսկվում է նույն DD1 տարրով: DD5, DD6 տարրերը ցածր մակարդակի համապատասխան սխեմաներ են:
Միկրոշրջանի ֆունկցիոնալության նկարագրությունը լրացնելու համար պետք է նշել ևս մեկ կարևոր առանձնահատկություն. Ինչպես երևում է նկարի ֆունկցիոնալ դիագրամից, DD3, DD4 տարրերի մուտքերը համակցված են և դուրս են գալիս միկրոսխեմայի 13-րդ փին: Հետևաբար, եթե տրամաբանական 1-ը կիրառվի փին 13-ի վրա, ապա DD3, DD4 տարրերը կաշխատեն որպես DD2 գործարկիչի Q և /Q ելքերից տեղեկատվության կրկնողներ: Այս դեպքում, DD5, DD6 տարրերը և VT1, VT2 տրանզիստորները կփոխանցվեն փուլային հերթափոխով կես ժամանակաշրջանով, ապահովելով UPS-ի ուժային մասի աշխատանքը, որը կառուցված է ըստ մղում-քաշման կիսակամուրջի սխեմայի: Եթե տրամաբանական 0-ը կիրառվի 13-րդ փին, ապա DD3, DD4 տարրերը կարգելափակվեն, այսինքն. Այս տարրերի ելքերի վիճակը չի փոխվի (մշտական տրամաբանական 0): Հետևաբար, DD1 տարրի ելքային իմպուլսները նույն կերպ կազդեն DD5, DD6 տարրերի վրա: DD5, DD6 տարրերը և, հետևաբար, VT1, VT2 ելքային տրանզիստորները կանցնեն առանց փուլային հերթափոխի (միաժամանակ): Հսկիչ միկրոսխեմայի աշխատանքի այս ռեժիմը օգտագործվում է, եթե UPS-ի ուժային մասը պատրաստված է մեկ ցիկլով սխեմայի համաձայն: Այս դեպքում միկրոսխեմայի երկու ելքային տրանզիստորների կոլեկտորները և արտանետիչները միավորվում են հզորությունը մեծացնելու նպատակով:
Ելքային լարումը օգտագործվում է որպես «կոշտ» տրամաբանական միավոր հրում-քաշման սխեմաներում
«Uref» չիպի ներքին աղբյուրը (չիպի 13-րդ կետը համակցված է 14-րդ փին):
Հիմա եկեք նայենք միկրոսխեմայի անալոգային շղթայի աշխատանքին:
DD1 ելքի վիճակը որոշվում է PWM համեմատիչի DA2 ելքային ազդանշանով (դիագրամ 4), որը մատակարարվում է DD1 մուտքերից մեկին: Համեմատիչ DA1-ի ելքային ազդանշանը (Դիագրամ 2), որը մատակարարվում է DD1-ի երկրորդ մուտքին, չի ազդում DD1 ելքի վիճակի վրա նորմալ աշխատանքի ժամանակ, որը որոշվում է PWM համեմատիչի DA2 ավելի լայն ելքային իմպուլսներով:
Բացի այդ, 13-ի գծապատկերներից պարզ է դառնում, որ երբ լարման մակարդակը փոխվում է PWM համեմատիչի ոչ ինվերտացիոն մուտքի մոտ (գծապատկեր 3), միկրոսխեմայի ելքային իմպուլսների լայնությունը (գծապատկերներ 12, 13). փոխվել համամասնորեն. Նորմալ շահագործման դեպքում PWM համեմատիչ DA2-ի ոչ շրջվող մուտքի լարման մակարդակը որոշվում է միայն DA3 սխալ ուժեղացուցիչի ելքային լարման միջոցով (քանի որ այն գերազանցում է DA4 ուժեղացուցիչի ելքային լարումը), որը կախված է ուժեղացուցիչի մակարդակից։ հետադարձ ազդանշան իր ոչ շրջվող մուտքի վրա (միկրոշրջանի 1-ին կապում): Հետևաբար, երբ միկրոսխեմայի 1-ին պտուտակի վրա կիրառվում է հետադարձ ազդանշան, ելքային կառավարման իմպուլսների լայնությունը կփոխվի այս հետադարձ ազդանշանի մակարդակի փոփոխությանը համամասնորեն, որն էլ իր հերթին փոխվում է մակարդակի փոփոխության համամասնությամբ: UPS-ի ելքային լարման, քանի որ Հետադարձ կապը գալիս է այնտեղից:
Միկրոշրջանի 8 և 11 կապում ելքային իմպուլսների միջև ընկած ժամանակային ընդմիջումները, երբ երկու ելքային տրանզիստորները VT1 և VT2 փակ են, կոչվում են «մեռած գոտիներ»:
Համեմատիչը DA1 կոչվում է «մեռյալ գոտու» համեմատիչ, քանի որ այն որոշում է դրա նվազագույն հնարավոր տևողությունը։ Սա ավելի մանրամասն բացատրենք։
Նկար 13-ի ժամանակային դիագրամներից հետևում է, որ եթե PWM համեմատիչ DA2-ի ելքային իմպուլսների լայնությունը ինչ-ինչ պատճառներով նվազում է, ապա այս իմպուլսների որոշակի լայնությունից սկսած, DA1 համեմատիչի ելքային իմպուլսները կդառնան ավելի լայն, քան DA2 PWM համեմատիչի ելքային իմպուլսները և սկսում են որոշել DD1 տրամաբանական տարրի ելքային վիճակը և, հետևաբար,: միկրոշրջանի ելքային իմպուլսների լայնությունը: Այլ կերպ ասած, DA1 համեմատիչը սահմանափակում է միկրոսխեմայի ելքային իմպուլսների լայնությունը որոշակի առավելագույն մակարդակում: Սահմանափակման մակարդակը որոշվում է կայուն վիճակում համեմատիչ DA1-ի (միկրոշրջանակի 4-րդ փին) ոչ շրջվող մուտքի պոտենցիալով: Այնուամենայնիվ, մյուս կողմից, պոտենցիալը 4-րդ քորոցում կորոշի միկրոսխեմայի ելքային իմպուլսների լայնության ճշգրտման միջակայքը: Քանի որ պոտենցիալը 4-րդ քորոցում մեծանում է, այս միջակայքը նեղանում է: Կարգավորման ամենալայն տիրույթը ձեռք է բերվում, երբ 4-րդ քորոցում պոտենցիալը 0 է:
Այնուամենայնիվ, այս դեպքում կա վտանգ, որը կապված է այն փաստի հետ, որ «մեռած գոտու» լայնությունը կարող է հավասարվել 0-ի (օրինակ, UPS-ից սպառվող հոսանքի զգալի աճի դեպքում): Սա նշանակում է, որ հսկիչ իմպուլսները միկրոսխեմայի 8 և 11 կապում կհետևեն անմիջապես իրար հետևից: Հետևաբար, կարող է առաջանալ մի իրավիճակ, որը հայտնի է որպես «դարակի խափանում»: Դա բացատրվում է ինվերտորի ուժային տրանզիստորների իներցիայով, որոնք չեն կարող անմիջապես բացվել և փակվել: Հետևաբար, եթե դուք միաժամանակ կիրառեք կողպման ազդանշան նախկինում բացված տրանզիստորի հիմքի վրա, իսկ ապակողպման ազդանշան փակ տրանզիստորի հիմքի վրա (այսինքն, զրոյական «մեռյալ գոտու» հետ), ապա դուք կստանաք մի իրավիճակ, երբ մեկ տրանզիստոր. դեռ չի փակվել, իսկ մյուսն արդեն բաց է։ Այնուհետև տեղի է ունենում խափանում կիսակամուրջի տրանզիստորային կանգառի երկայնքով, որը բաղկացած է երկու տրանզիստորների միջով անցնող հոսանքից: Այս հոսանքը, ինչպես երևում է Նկ. 5, շրջանցում է ուժային տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն և գործնականում անսահմանափակ է: Ընթացիկ պաշտպանությունն այս դեպքում չի գործում, քանի որ հոսանքը չի հոսում ընթացիկ սենսորով (ցուցված չէ դիագրամում. օգտագործվող ընթացիկ սենսորների դիզայնը և շահագործման սկզբունքը մանրամասն կքննարկվեն հաջորդ բաժիններում), ինչը նշանակում է, որ այս սենսորը չի կարող ազդանշան տալ կառավարման միացումին: Հետևաբար, միջանցիկ հոսանքը շատ կարճ ժամանակահատվածում հասնում է շատ մեծ արժեքի: Սա հանգեցնում է երկու ուժային տրանզիստորների վրա թողարկվող հզորության կտրուկ աճի և գրեթե ակնթարթային խափանումների (սովորաբար խափանումների): Բացի այդ, հոսանքի ուղղիչ կամրջի դիոդները կարող են վնասվել հոսանքի ներթափանցման հետևանքով: Այս գործընթացը ավարտվում է ցանցի ապահովիչի փչումով, որն իր իներցիայի պատճառով ժամանակ չունի պաշտպանելու շղթայի տարրերը, այլ միայն պաշտպանում է առաջնային ցանցը ծանրաբեռնվածությունից։
Հետևաբար հսկիչ լարումը; Էլեկտրաէներգիայի տրանզիստորների հիմքերին մատակարարվող պետք է ձևավորվի այնպես, որ նախ այդ տրանզիստորներից մեկը հուսալիորեն փակվի, և միայն դրանից հետո բացվի մյուսը: Այլ կերպ ասած, ուժային տրանզիստորների հիմքերին մատակարարվող հսկիչ իմպուլսների միջև պետք է լինի ժամանակային տեղաշարժ, որը հավասար չէ զրոյի («մեռած գոտի»): «Մեռած գոտու» նվազագույն թույլատրելի տևողությունը որոշվում է որպես հոսանքի անջատիչներ օգտագործվող տրանզիստորների իներցիայով:
Միկրոշրջանակի ճարտարապետությունը թույլ է տալիս կարգավորել «մեռած գոտու» նվազագույն տեւողությունը՝ օգտագործելով միկրոսխեմայի 4-րդ պտուտակի ներուժը: Այս ներուժը սահմանվում է Uref միկրոսխեմայի ներքին հղման աղբյուրի ելքային լարման ավտոբուսին միացված արտաքին բաժանարարի միջոցով:
UPS-ի որոշ տարբերակներ նման բաժանարար չունեն։ Սա նշանակում է, որ փափուկ մեկնարկի գործընթացի ավարտից հետո (տե՛ս ստորև), միկրոսխեմայի 4-րդ պտուտակի պոտենցիալը հավասար է 0-ի: բայց որոշվելու է DA7 ներքին լարման աղբյուրով (0, 1B), որն իր դրական բևեռով միացված է DA1 համեմատիչի ոչ ինվերտացիոն մուտքին և իր բացասական բևեռով միկրոսխեմայի 4-րդ կապին։ Այսպիսով, այս աղբյուրի ընդգրկման շնորհիվ DA1 համեմատիչի ելքային իմպուլսի լայնությունը, հետևաբար, «մեռած գոտու» լայնությունը ոչ մի դեպքում չի կարող հավասար լինել 0-ի, ինչը նշանակում է, որ «դարակի երկայնքով խզումը» սկզբունքորեն անհնար կլինի։ Այլ կերպ ասած, միկրոշրջանի ճարտարապետությունը ներառում է դրա ելքային իմպուլսի առավելագույն տևողության սահմանափակում («մեռած գոտու» նվազագույն տևողությունը): Եթե միկրոսխեմայի 4-րդ փին միացված է բաժանարար, ապա փափուկ մեկնարկից հետո այս փին պոտենցիալը հավասար չէ 0-ի, հետևաբար DA1 համեմատիչի ելքային իմպուլսների լայնությունը որոշվում է ոչ միայն DA7 ներքին աղբյուրով, բայց նաև մնացորդային (փափուկ մեկնարկի գործընթացի ավարտից հետո) պոտենցիալով 4-րդ պինում: Այնուամենայնիվ, միևնույն ժամանակ, ինչպես նշվեց վերևում, PWM համեմատիչի DA2-ի լայնության ճշգրտման դինամիկ միջակայքը նեղանում է:

ՄԵԿՆԱՐԿ ԴԻԳՐԱՄ

Մեկնարկային սխեման նախագծված է լարման ձեռքբերման համար, որը կարող է օգտագործվել հսկիչ միկրոսխեմայի սնուցման համար, որպեսզի այն գործարկվի IVP-ը մատակարարման ցանցին միացնելուց հետո: Հետևաբար, գործարկումը նշանակում է նախ կառավարման միկրոսխեմայի գործարկումը, առանց որի անհնար է հոսանքի հատվածի և ամբողջ UPS-ի միացման բնականոն աշխատանքը:
Մեկնարկային սխեման կարող է կառուցվել երկու տարբեր եղանակներով.
ինքնագրգռվածությամբ;
հարկադիր խթանմամբ.
Ինքնագրգռված միացում օգտագործվում է, օրինակ, GT-150W UPS-ում (նկ. 14): Ուղեկցված ցանցի Uep լարումը մատակարարվում է դիմադրողական բաժանարարին R5, R3, R6, R4, որը հիմք է հանդիսանում երկու ուժային բանալիների տրանզիստորների համար՝ Q1, Q2: Հետևաբար, տրանզիստորների միջոցով, C5, C6 (Uep) կոնդենսատորների վրա ընդհանուր լարման ազդեցության տակ, բազային հոսանքը սկսում է հոսել միացումով (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6: -e Q2 - առաջնային կողմի «ընդհանուր մետաղալար» - (-)C6:
Երկու տրանզիստորներն էլ մի փոքր բացվում են այս հոսանքով: Արդյունքում, փոխադարձ հակառակ ուղղությունների հոսանքները սկսում են հոսել սխեմաների երկայնքով երկու տրանզիստորների կոլեկցիոներ-արտադրող հատվածներով.
Q1-ի միջոցով՝ (+)C5 - +310 V ավտոբուս - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5:
Q2-ի միջոցով՝ (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - առաջնային կողմի «ընդհանուր մետաղալար» - (-)C6:

Նկար 14. GT-150W UPS-ի ինքնուրույն գործարկման դիագրամ:

Եթե 5-6 T1 լրացուցիչ (մեկնարկային) պտույտներով հոսող երկու հոսանքները հակառակ ուղղություններով հավասար լինեին, ապա ստացվող հոսանքը կլիներ 0, և միացումը չէր կարողանա գործարկել:
Այնուամենայնիվ, Q1, Q2 տրանզիստորների ընթացիկ ուժեղացման գործակիցների տեխնոլոգիական տարածման պատճառով այս հոսանքներից մեկը միշտ ավելի մեծ է, քան մյուսը, քանի որ. տրանզիստորները մի փոքր բաց են տարբեր աստիճաններով: Հետևաբար, 5-6 T1 շրջադարձերի միջոցով ստացվող հոսանքը հավասար չէ 0-ի և ունի այս կամ այն ուղղությունը: Ենթադրենք, որ տրանզիստորի Q1-ի հոսանքը գերակշռում է (այսինքն Q1-ն ավելի բաց է, քան Q2-ը) և, հետևաբար, հոսանքը հոսում է T1-ի 5-ից մինչև 6-րդ քորոց ուղղությամբ: Հետագա պատճառաբանությունը հիմնված է այս ենթադրության վրա:
Այնուամենայնիվ, արդարության համար պետք է նշել, որ Q2 տրանզիստորի միջոցով հոսանքը նույնպես կարող է գերակշռող լինել, և այնուհետև ստորև նկարագրված բոլոր գործընթացները վերաբերելու են տրանզիստորի Q2-ին:
T1-ի 5-6 պտույտներով հոսանքի հոսքը առաջացնում է փոխադարձ ինդուկցիայի EMF-ի տեսք հսկիչ տրանսֆորմատորի T1 բոլոր ոլորունների վրա: Այս դեպքում, (+) EMF-ն առաջանում է 4-րդ կետում՝ 5-ի համեմատ, և այս EMF-ի ազդեցությամբ լրացուցիչ հոսանք հոսում է Q1 հիմքի մեջ՝ մի փոքր բացելով այն շղթայի միջով. 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
Միևնույն ժամանակ, (-) EMF-ը հայտնվում է T1-ի 7-րդ կետում, համեմատած 8-րդ կետի հետ, այսինքն. Այս EMF-ի բևեռականությունը, պարզվում է, արգելափակում է Q2-ի համար և այն փակվում է: Հաջորդը, դրական արձագանքը (POF) մտնում է խաղի մեջ: Դրա ազդեցությունը կայանում է նրանում, որ երբ հոսանքն ավելանում է կոլեկտոր-էմիտր Q1 հատվածով և դառնում 5-6 T1, աճող EMF-ն ազդում է 4-5 T1 ոլորուն վրա, որը, ստեղծելով լրացուցիչ բազային հոսանք Q1-ի համար, այն ավելի մեծ չափով բացում է: . Այս գործընթացը զարգանում է ավալանշի պես (շատ արագ) և հանգեցնում է Q1-ի ամբողջական բացմանը և Q2-ի կողպմանը։ Գծային աճող հոսանքը սկսում է հոսել բաց Q1 և T2 ուժային իմպուլսային տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն 1-2 միջով, ինչը առաջացնում է փոխադարձ ինդուկցիայի EMF իմպուլսի տեսքը T2-ի բոլոր ոլորունների վրա: 7-5 T2 ոլորուց առաջացած իմպուլսը լիցքավորում է C22 պահեստային հզորությունը: C22-ում հայտնվում է լարում, որը մատակարարվում է որպես IC1 TL494 տիպի կառավարման չիպի 12-րդ կետին և համապատասխան փուլին մատակարարվող լարումը: Միկրոշրջանը միանում է և առաջացնում է ուղղանկյուն իմպուլսային հաջորդականություններ իր 11, 8 կապում, որոնցով Q1, Q2 հոսանքի անջատիչները սկսում են անցնել համապատասխան փուլով (Q3, Q4, T1): Անվանական մակարդակի իմպուլսային EMF-ը հայտնվում է T2 ուժային տրանսֆորմատորի բոլոր ոլորունների վրա: Այս դեպքում 3-5 և 7-5 ոլորուններից EMF-ն անընդհատ սնուցում է C22-ը՝ դրա վրա պահպանելով լարման կայուն մակարդակ (մոտ +27 Վ): Այլ կերպ ասած, միկրոսխեման սկսում է իրեն սնուցել հետադարձ օղակի միջոցով (ինքնասնուցում): Միավորը մտնում է աշխատանքային ռեժիմ: Միկրոշրջանի և համապատասխան փուլի մատակարարման լարումը օժանդակ է, գործում է միայն բլոկի ներսում և սովորաբար կոչվում է Upom:
Այս սխեման կարող է ունենալ որոշ տատանումներ, օրինակ՝ Mazovia SM1914 համակարգչի LPS-02-150XT անջատիչ սնուցման աղբյուրում (արտադրված է Թայվանում) (Նկար 15): Այս շղթայում գործարկման գործընթացի զարգացման սկզբնական ազդակը ստացվում է D1, C7 առանձին կիսաալիքային ուղղիչի միջոցով, որը սնուցում է ցանցի առաջին դրական կիսաշրջանում հոսանքի անջատիչների համար հիմնական դիմադրողական բաժանարարը: Սա արագացնում է գործարկման գործընթացը, քանի որ... բանալիներից մեկի նախնական բացումը տեղի է ունենում բարձր հզորությամբ հարթեցնող կոնդենսատորների լիցքավորմանը զուգահեռ: Հակառակ դեպքում, սխեման աշխատում է վերը նշվածի նման:

Նկար 15. LPS-02-150XT անջատիչ սնուցման աղբյուրի ինքնագրգռված մեկնարկային միացում

Այս սխեման օգտագործվում է, օրինակ, LING YIN GROUP-ի PS-200B UPS-ում (Թայվան):
Հատուկ մեկնարկային տրանսֆորմատոր T1-ի առաջնային ոլորուն միացված է ցանցի լարման կեսով (220 Վ անվանական արժեքով) կամ լրիվ լարման (110 Վ անվանական արժեքով): Դա արվում է պատճառներով, որպեսզի երկրորդական ոլորուն T1-ի վրա փոփոխական լարման ամպլիտուդը կախված չլինի մատակարարման ցանցի վարկանիշից: Երբ UPS-ը միացված է, փոփոխական հոսանքը հոսում է առաջնային ոլորուն T1-ով: Հետևաբար, 3-4 T1 երկրորդական ոլորուն վրա առաջանում է սնուցման ցանցի հաճախականությամբ փոփոխվող սինուսոիդային EMF: Այս EMF-ի ազդեցության տակ հոսող հոսանքը ուղղվում է D3-D6 դիոդների վրա հատուկ կամրջային միացումով և հարթվում է C26 կոնդենսատորով: C26-ում թողարկվում է մոտ 10-11 Վ հաստատուն լարում, որը մատակարարվում է որպես U1 TL494 տիպի կառավարման միկրոսխեմայի 12-րդ կետին և համընկնման փուլին: Այս գործընթացին զուգահեռ լիցքավորվում են հակաալիզինգային ֆիլտրի կոնդենսատորները: Հետևաբար, մինչև միկրոսխեմային էլեկտրասնուցումը մատակարարվի, էներգիայի փուլը նույնպես սնուցվում է: Միկրոշրջանը միանում է և սկսում է առաջացնել ուղղանկյուն իմպուլսների հաջորդականություն իր 8, 11 կապում, որոնցով հոսանքի անջատիչները սկսում են անցնել համապատասխան փուլով: Արդյունքում հայտնվում են բլոկի ելքային լարումները։ Ինքնասնման ռեժիմ մտնելուց հետո միկրոսխեման սնուցվում է +12 Վ ելքային լարման ավտոբուսից անջատող դիոդով D8: Քանի որ այս ինքնասնուցման լարումը մի փոքր ավելի բարձր է, քան D3-D5 ուղղիչի ելքային լարումը, այս մեկնարկային ուղղիչի դիոդները կողպված են, և այն հետագայում չի ազդում շղթայի շահագործման վրա:
D8 դիոդի միջոցով հետադարձ կապի անհրաժեշտությունը պարտադիր չէ: Որոշ UPS սխեմաներում, որոնք օգտագործում են հարկադիր գրգռում, նման կապ չկա: Կառավարման միկրոսխեման և համընկնող փուլը սնուցվում են մեկնարկային ուղղիչի ելքից ողջ աշխատանքային ժամանակի ընթացքում: Այնուամենայնիվ, Upom ավտոբուսի ալիքների մակարդակը այս դեպքում մի փոքր ավելի բարձր է, քան միկրոսխեմայի սնուցման դեպքում +12V ելքային լարման ավտոբուսից:
Գործարկման սխեմաների նկարագրությունը ամփոփելու համար մենք կարող ենք նշել դրանց կառուցման հիմնական առանձնահատկությունները: Ինքնագրգռված շղթայում սկզբում միացվում են հոսանքի տրանզիստորները, ինչի արդյունքում հայտնվում է Upom չիպի մատակարարման լարումը: Հարկադիր գրգռմամբ շղթայում սկզբում ստացվում է Upom-ը, և արդյունքում միացվում են ուժային տրանզիստորները: Բացի այդ, ինքնագրգռված սխեմաներում Upom-ի լարումը սովորաբար +26 Վ-ի սահմաններում է, իսկ հարկադիր գրգռված սխեմաներում՝ +12 Վ-ի սահմաններում:
Հարկադիր գրգռմամբ շղթան (առանձին տրանսֆորմատորով) ներկայացված է Նկար 16-ում:

Նկար 16. PS-200B անջատիչ սնուցման աղբյուրի (LING YIN GROUP) հարկադիր գրգռմամբ գործարկման միացում:

Համապատասխանող ԿԱՍԿԱԴ

Համապատասխան փուլն օգտագործվում է բարձր հզորության ելքային փուլը ցածր էներգիայի կառավարման սխեմաներից համապատասխանեցնելու և անջատելու համար:
Տարբեր UPS-ներում համապատասխան կասկադի կառուցման գործնական սխեմաները կարելի է բաժանել երկու հիմնական տարբերակի.
տրանզիստորի տարբերակ, որտեղ որպես անջատիչներ օգտագործվում են արտաքին դիսկրետ տրանզիստորներ.
առանց տրանզիստորային տարբերակ, որտեղ որպես բանալին օգտագործվում են ինքնին VT1, VT2 (ինտեգրված տարբերակում) ելքային տրանզիստորները կառավարման չիպի։
Բացի այդ, մեկ այլ առանձնահատկություն, որով կարելի է դասակարգել համընկնող փուլերը, կիսակամուրջի ինվերտորի ուժային տրանզիստորների կառավարման մեթոդն է: Այս հատկանիշի հիման վրա բոլոր համապատասխանող կասկադները կարելի է բաժանել.
ընդհանուր կառավարմամբ կասկադներ, որտեղ երկու ուժային տրանզիստորները կառավարվում են մեկ ընդհանուր կառավարման տրանսֆորմատորի միջոցով, որն ունի մեկ առաջնային և երկու երկրորդական ոլորուն.
առանձին կառավարմամբ կասկադներ, որտեղ ուժային տրանզիստորներից յուրաքանչյուրը կառավարվում է առանձին տրանսֆորմատորի միջոցով, այսինքն. Համապատասխան փուլում կան երկու հսկիչ տրանսֆորմատորներ:
Երկու դասակարգումների հիման վրա համընկնող կասկադը կարող է իրականացվել չորս եղանակներից մեկով.
տրանզիստոր ընդհանուր հսկողությամբ;
տրանզիստոր առանձին հսկողությամբ;
առանց տրանզիստորների ընդհանուր հսկողությամբ;
առանց տրանզիստորների՝ առանձին կառավարմամբ։
Առանձին հսկողությամբ տրանզիստորային փուլերը հազվադեպ են օգտագործվում կամ ընդհանրապես չեն օգտագործվում: Հեղինակները հնարավորություն չեն ունեցել հանդիպել համապատասխան կասկադի նման մարմնավորման։ Մնացած երեք տարբերակները քիչ թե շատ տարածված են:
Բոլոր տարբերակներում էլեկտրաէներգիայի բեմի հետ կապն իրականացվում է տրանսֆորմատորային մեթոդով:
Այս դեպքում տրանսֆորմատորը կատարում է երկու հիմնական գործառույթ՝ հսկիչ ազդանշանի ուժեղացում հոսանքի առումով (լարման թուլացման պատճառով) և գալվանական մեկուսացում։ Գալվանական մեկուսացումն անհրաժեշտ է, քանի որ հսկիչ չիպը և համընկնող փուլը գտնվում են երկրորդական կողմում, իսկ հոսանքի աստիճանը՝ UPS-ի առաջնային կողմում:
Դիտարկենք նշված համապատասխանող կասկադի տարբերակներից յուրաքանչյուրի աշխատանքը՝ օգտագործելով կոնկրետ օրինակներ։
Ընդհանուր կառավարմամբ տրանզիստորային միացումում Q3 և Q4 տրանզիստորների վրա սեղմող տրանսֆորմատորի նախնական ուժային ուժեղացուցիչն օգտագործվում է որպես համապատասխան փուլ (նկ. 17):

Նկար 17. KYP-150W անջատիչ էլեկտրամատակարարման համապատասխան փուլ (ընդհանուր կառավարմամբ տրանզիստորային միացում):

Նկար 18. Կոլեկտորների վրա իմպուլսների իրական ձևը

D7 և D9 դիոդներով հոսող հոսանքները, որոնք հոսում են DT միջուկում պահվող մագնիսական էներգիայի ազդեցությամբ, ունեն քայքայվող էքսպոնենցիալի ձև։ DT միջուկում, D7 և D9 դիոդների միջոցով հոսանքների հոսքի ժամանակ, գործում է փոփոխվող (ընկնող) մագնիսական հոսք, որն առաջացնում է EMF իմպուլսների տեսք նրա երկրորդական ոլորունների վրա:
Դիոդ D8-ը վերացնում է համապատասխան փուլի ազդեցությունը կառավարման չիպի վրա ընդհանուր հոսանքի ավտոբուսի միջոցով:
ESAN ESP-1003R անջատիչ սնուցման սարքում օգտագործվում է տրանզիստորի համընկնման փուլի մեկ այլ տեսակ ընդհանուր կառավարման հետ (նկ. 19): Այս տարբերակի առաջին առանձնահատկությունն այն է, որ միկրոսխեմայի VT1, VT2 ելքային տրանզիստորները ներառված են որպես էմիտերի հետևորդներ: Ելքային ազդանշանները հեռացվում են միկրոսխեմայի 9-րդ և 10-րդ կապումներից: R17, R16 և R15, R14 ռեզիստորները համապատասխանաբար VT1 և VT2 տրանզիստորների արտանետող բեռներ են: Այս նույն ռեզիստորները կազմում են Q3, Q4 տրանզիստորների հիմնական բաժանարարները, որոնք գործում են անջատիչ ռեժիմում: C13 և C12 հզորությունները ստիպում են և օգնում արագացնել Q3, Q4 տրանզիստորների միացման գործընթացները: Այս կասկադի երկրորդ բնորոշ առանձնահատկությունն այն է, որ կառավարման տրանսֆորմատոր DT-ի առաջնային ոլորուն միջին կետից ելք չունի և միացված է Q3, Q4 տրանզիստորների կոլեկտորների միջև: Երբ բացվում է կառավարման չիպի VT1 ելքային տրանզիստորը, R17, R16 բաժանարարը, որը հանդիսանում է Q3 տրանզիստորի հիմքը, միացվում է Upom լարման: Հետևաբար հոսանքը հոսում է Q3 հսկիչ հանգույցով և այն բացվում է: Այս պրոցեսն արագանում է C13 ստիպողական հզորությամբ, որը Q3 բազային մատակարարում է բացող հոսանք, որը 2-2,5 անգամ բարձր է սահմանված արժեքից: Q3-ի բացման արդյունքն այն է, որ առաջնային ոլորուն 1-2 DT-ը միացված է պատյանին իր 1-ին քորոցով: Քանի որ Q4 երկրորդ տրանզիստորը կողպված է, աճող հոսանքը սկսում է հոսել առաջնային ոլորուն DT-ի միջով շղթայի երկայնքով. Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - բնակարան:

Նկար 19. Անջատիչ էլեկտրամատակարարման համընկնման փուլ ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (տրանզիստորի միացում ընդհանուր կառավարմամբ):

Ուղղանկյուն EMF իմպուլսները հայտնվում են երկրորդական ոլորունների վրա 3-4 և 5-6 DT: DT-ի երկրորդական ոլորունների ոլորման ուղղությունը տարբեր է: Հետևաբար, ուժային տրանզիստորներից մեկը (նկարում չցուցադրված) կստանա բացման բազային զարկերակ, իսկ մյուսը` փակման զարկերակ: Երբ հսկիչ չիպի VT1-ը կտրուկ փակվում է, Q3-ը նույնպես կտրուկ փակվում է դրանից հետո։ Փակման գործընթացի արագացմանը նպաստում է ստիպող հզորությունը C13, որից լարումը կիրառվում է փակման բևեռականության մեջ բազային-արտադրող Q3 հանգույցի վրա: Այնուհետև «մեռած գոտին» տևում է, երբ միկրոսխեմայի երկու ելքային տրանզիստորները փակ են: Հաջորդը բացվում է VT2 ելքային տրանզիստորը, ինչը նշանակում է, որ R15, R14 բաժանարարը, որը հանդիսանում է երկրորդ տրանզիստորի Q4-ի հիմքը, սնուցվում է Upom լարման միջոցով: Հետևաբար, Q4-ը բացվում է, և առաջնային ոլորուն 1-2 DT-ը միացված է իր մյուս ծայրում գտնվող պատյանին (փին 2), ուստի աճող հոսանքը սկսում է հոսել դրա միջով նախորդ դեպքի հակառակ ուղղությամբ շղթայի երկայնքով. Upom -R10: - 1-2 DT - Q4 - «շրջանակ»:
Հետևաբար, DT-ի երկրորդային ոլորունների վրա իմպուլսների բևեռականությունը փոխվում է, և երկրորդ ուժային տրանզիստորը կստանա բացման իմպուլսը, և փակվող բևեռականության զարկերակը կգործի առաջինի հիման վրա: Երբ հսկիչ չիպի VT2-ը կտրուկ փակվում է, Q4-ը նույնպես կտրուկ փակվում է դրանից հետո (օգտագործելով C12 ստիպող հզորությունը): Այնուհետև նորից շարունակվում է «մեռյալ գոտին», որից հետո գործընթացները կրկնվում են։
Այսպիսով, այս կասկադի շահագործման հիմնական գաղափարն այն է, որ DT միջուկում փոփոխական մագնիսական հոսք կարելի է ձեռք բերել այն պատճառով, որ առաջնային ոլորուն DT-ն միացված է բնակարանին մի ծայրով կամ մյուսով: Հետեւաբար, փոփոխական հոսանքը հոսում է դրա միջով առանց միաբեւեռ մատակարարմամբ ուղղակի բաղադրիչի:
UPS-ի համընկնող փուլերի առանց տրանզիստորային տարբերակներում ելքային տրանզիստորները VT1, VT2 հսկիչ միկրոսխեման օգտագործվում են որպես համապատասխան փուլի տրանզիստորներ, ինչպես նշվեց ավելի վաղ: Այս դեպքում չկան դիսկրետ համապատասխան փուլային տրանզիստորներ:
Ընդհանուր հսկողությամբ առանց տրանզիստորային միացում օգտագործվում է, օրինակ, PS-200V UPS շղթայում: VT1, VT2 միկրոսխեմայի ելքային տրանզիստորները բեռնված են կոլեկտորների երկայնքով DT տրանսֆորմատորի առաջնային կիսաոլորներով (նկ. 20): Էլեկտրաէներգիան մատակարարվում է առաջնային ոլորուն DT-ի միջին կետին:

Նկար 20. PS-200B անջատիչ էլեկտրամատակարարման համընկնման փուլ (առանց տրանզիստորային միացում ընդհանուր կառավարմամբ):

Երբ տրանզիստոր VT1 բացվում է, աճող հոսանք է հոսում այս տրանզիստորի միջով և հսկիչ տրանսֆորմատոր DT-ի կիսաոլորուն 1-2: Վերահսկիչ իմպուլսները հայտնվում են DT-ի երկրորդական ոլորունների վրա՝ ունենալով այնպիսի բևեռականություն, որ ինվերտերի ուժային տրանզիստորներից մեկը բացվում է, իսկ մյուսը՝ փակվում։ Զարկերակի վերջում VT1-ը կտրուկ փակվում է, կիսաոլորուն 1-2 DT հոսանքը դադարում է հոսել, հետևաբար DT-ի երկրորդական ոլորունների վրա EMF-ն անհետանում է, ինչը հանգեցնում է ուժային տրանզիստորների փակմանը: Հաջորդը, «մեռած գոտին» տևում է, երբ միկրոսխեմայի երկու ելքային տրանզիստորները VT1 և VT2 փակ են, և հոսանք չի հոսում առաջնային ոլորուն DT-ով: Հաջորդը, տրանզիստոր VT2-ը բացվում է, և ընթացիկը, ժամանակի ընթացքում մեծանալով, հոսում է այս տրանզիստորի միջով և կիսաոլորուն 2-3 DT: DT միջուկում այս հոսանքով ստեղծված մագնիսական հոսքն ունի նախորդ դեպքի հակառակ ուղղությունը։ Հետևաբար, DT երկրորդական ոլորունների վրա առաջանում է բևեռականության EMF հակառակ նախորդ դեպքին: Արդյունքում կիսակամուրջի ինվերտորի երկրորդ տրանզիստորը բացվում է, իսկ առաջինի հիմքում զարկերակն ունի բևեռականություն, որը փակում է այն։ Երբ հսկիչ չիպի VT2-ը փակվում է, դրա միջով հոսանքը և առաջնային ոլորուն DT-ն դադարում են: Հետևաբար, DT-ի երկրորդական ոլորունների վրա EMF-ն անհետանում է, և ինվերտորային հզորության տրանզիստորները կրկին փակվում են: Այնուհետև նորից շարունակվում է «մեռյալ գոտին», որից հետո գործընթացները կրկնվում են։
Այս կասկադի կառուցման հիմնական գաղափարն այն է, որ հսկիչ տրանսֆորմատորի միջուկում փոփոխական մագնիսական հոսք կարելի է ձեռք բերել՝ այս տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորման միջին կետին էներգիա մատակարարելու միջոցով: Հետեւաբար, հոսանքները հոսում են կիսաոլորների միջով նույն թվով պտույտներով տարբեր ուղղություններով: Երբ միկրոսխեմայի երկու ելքային տրանզիստորները փակ են («մեռած գոտիներ»), DT միջուկում մագնիսական հոսքը հավասար է 0-ի: Տրանզիստորների այլընտրանքային բացումը առաջացնում է մագնիսական հոսքի այլընտրանքային տեսք մեկ կամ մյուս կիսաոլորունում: Ստացված մագնիսական հոսքը միջուկում փոփոխական է։
Այս սորտերից վերջինը (առանձին կառավարմամբ առանց տրանզիստորային միացում) օգտագործվում է, օրինակ, Appis համակարգչի UPS-ում (Պերու): Այս շղթայում կան երկու հսկիչ տրանսֆորմատորներ DT1, DT2, որոնց առաջնային կիսաթելերը կոլեկտորային բեռներ են միկրոսխեմայի ելքային տրանզիստորների համար (նկ. 21): Այս սխեմայում երկու հոսանքի անջատիչներից յուրաքանչյուրը վերահսկվում է առանձին տրանսֆորմատորի միջոցով: Էլեկտրաէներգիան մատակարարվում է միկրոսխեմայի ելքային տրանզիստորների կոլեկտորներին ընդհանուր Upom ավտոբուսից DT1, DT2 կառավարման տրանսֆորմատորների առաջնային ոլորունների միջնակետերով:
D9, D10 դիոդները DT1, DT2 առաջնային ոլորունների համապատասխան մասերով կազմում են միջուկի ապամագնիսացման սխեմաներ: Եկեք նայենք այս հարցին ավելի մանրամասն:

Նկար 21. «Appis» անջատիչ էլեկտրամատակարարման համընկնման փուլ (առանձին կառավարմամբ առանց տրանզիստորային միացում):

Համապատասխանեցման փուլը (նկ. 21) ըստ էության երկու անկախ միակողմանի առաջափոխիչներ են, քանի որ բացման հոսանքը հոսում է ուժային տրանզիստորի հիմքում համապատասխան տրանզիստորի բաց վիճակում, այսինքն. համապատասխան տրանզիստորը և տրանսֆորմատորի միջոցով դրան միացված ուժային տրանզիստորը բաց են միաժամանակ: Այս դեպքում երկու զարկերակային տրանսֆորմատորները DT1, DT2 գործում են առաջնային ոլորուն հոսանքի մշտական բաղադրիչով, այսինքն. հարկադիր մագնիսացմամբ։ Եթե միջուկները ապամագնիսացնելու համար հատուկ միջոցներ չձեռնարկվեն, դրանք փոխարկիչի շահագործման մի քանի ժամանակահատվածում կմտնեն մագնիսական հագեցվածություն, ինչը կհանգեցնի առաջնային ոլորունների ինդուկտիվության զգալի նվազմանը և VT1, VT2 անջատիչ տրանզիստորների ձախողմանը: Դիտարկենք VT1 տրանզիստորի և DT1 տրանսֆորմատորի փոխարկիչում տեղի ունեցող գործընթացները: Երբ տրանզիստոր VT1 բացվում է, դրա միջով հոսում է գծային աճող հոսանք և առաջնային ոլորուն 1-2 DT1 շղթայի երկայնքով. Upom -2-1 DT1 - միացում VT1 - «գործ»:
Երբ VT1-ի հիմքում բացող զարկերակն ավարտվում է, այն կտրուկ փակվում է: DT1-ի 1-2 ոլորուն միջով հոսանքը դադարում է: Այնուամենայնիվ, ապամագնիսացնող ոլորուն 2-3 DT1 EMF-ը փոխում է բևեռականությունը, և ապամագնիսացնող միջուկի DT1 հոսանքը հոսում է այս ոլորուն և D10 դիոդով միացումով. 2 DT1 - Upom - C9 - «մարմին» - D10-3DT1:
Այս հոսանքը գծայինորեն նվազում է, այսինքն. DT1 միջուկի միջով մագնիսական հոսքի ածանցյալը փոխում է նշանը, և միջուկը ապամագնիսացվում է: Այսպիսով, այս հակադարձ ցիկլի ընթացքում VT1 տրանզիստորի բաց վիճակում DT1 միջուկում կուտակված ավելցուկային էներգիան վերադարձվում է աղբյուրին (Upom ավտոբուսի C9 պահեստային կոնդենսատորը լիցքավորվում է):
Այնուամենայնիվ, համընկնող կասկադի իրականացման այս տարբերակը ամենաքիչը նախընտրելի է, քանի որ երկու տրանսֆորմատորներն էլ՝ DT1, DT2, աշխատում են ինդուկցիոն թերօգտագործմամբ և առաջնային ոլորուն հոսանքի մշտական բաղադրիչով: DT1, DT2 միջուկների մագնիսացման հակադարձումը տեղի է ունենում մասնավոր ցիկլում՝ ընդգրկելով միայն դրական ինդուկցիայի արժեքները: Դրա պատճառով միջուկներում մագնիսական հոսքերը պուլսացիոն են, այսինքն. պարունակում է մշտական բաղադրիչ. Սա հանգեցնում է DT1, DT2 տրանսֆորմատորների քաշի և չափի պարամետրերի ավելացմանը և, ի լրումն, այլ համապատասխան կասկադի տարբերակների համեմատ, այստեղ պահանջվում է երկու տրանսֆորմատոր՝ մեկի փոխարեն: