Схема на импулсно лабораторно захранване на базата на TL494. Увеличаващ преобразувател на напрежение на TL494 Направи си сам импулсен усилващ преобразувател на TL494

ИМУХТОВНО ЗАХРАНВАНЕ ЗА TL494 И IR2110

Повечето автомобилни и мрежови преобразуватели на напрежение се основават на специализиран контролер TL494 и тъй като той е основният, би било несправедливо да не говорим накратко за принципа на неговата работа.
Контролерът TL494 е пластмасов пакет DIP16 (има и опции в планарен пакет, но той не се използва в тези дизайни). Функционалната схема на контролера е показана на фиг.1.

Фигура 1 - Блокова схема на чипа TL494.

Както може да се види от фигурата, микросхемата TL494 има много развити управляващи вериги, което позволява да се изграждат преобразуватели на нейна основа, които да отговарят на почти всякакви изисквания, но първо няколко думи за функционалните единици на контролера.
ION схеми и защита срещу понижено напрежение. Веригата се включва, когато мощността достигне прага от 5.5..7.0 V (типична стойност 6.4V). До този момент вътрешните контролни шини забраняват работата на генератора и логическата част на веригата. Токът на празен ход при захранващо напрежение +15V (изходните транзистори са забранени) е не повече от 10 mA. ION +5V (+4.75..+5.25 V, стабилизация на изхода не по-лоша от +/- 25mV) осигурява протичащ ток до 10 mA. ION може да бъде усилен само с помощта на NPN емитер последовател (вижте TI стр. 19-20), но напрежението на изхода на такъв „стабилизатор“ ще зависи до голяма степен от тока на натоварване.
Генераторгенерира зъбно напрежение от 0..+3.0V (амплитудата се задава от ION) на синхронизиращия кондензатор Ct (щифт 5) за TL494 Texas Instruments и 0...+2.8V за TL494 Motorola (какво можем очаквате от други?), съответно за TI F =1.0/(RtCt), за Motorola F=1.1/(RtCt).
Допустими работни честоти от 1 до 300 kHz, с препоръчителен диапазон Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. В този случай типичният температурен дрейф на честотата е (разбира се, без да се взема предвид дрейфът на свързаните компоненти) +/-3%, а честотният дрейф в зависимост от захранващото напрежение е в рамките на 0,1% в целия допустим диапазон.
За дистанционно изключване генератор, можете да използвате външен ключ, за да свържете накъсо входа Rt (6) към изхода ION или да свържете накъсо Ct към земята. Разбира се, съпротивлението на изтичане на отворения ключ трябва да се вземе предвид при избора на Rt, Ct.
Вход за контрол на фазата на почивка (коефициент на запълване) чрез компаратора на фазата на покой задава необходимата минимална пауза между импулсите в рамената на веригата. Това е необходимо както за предотвратяване на пропускане на ток в силовите стъпала извън ИС, така и за стабилна работа на тригера - времето за превключване на цифровата част на TL494 е 200 ns. Изходният сигнал се активира, когато трионът превиши напрежението на контролния вход 4 (DT) с Ct. При тактови честоти до 150 kHz с нулево управляващо напрежение, фазата на покой = 3% от периода (еквивалентно отклонение на управляващия сигнал 100..120 mV), при високи честоти вградената корекция разширява фазата на покой до 200. .300 ns.
С помощта на входната верига DT можете да зададете фиксирана фаза на почивка (R-R делител), режим на плавен старт (R-C), дистанционно изключване (ключ), а също така да използвате DT като линеен контролен вход. Входната верига е сглобена с помощта на PNP транзистори, така че входният ток (до 1,0 μA) изтича от IC, а не в нея. Токът е доста голям, така че трябва да се избягват резистори с високо съпротивление (не повече от 100 kOhm). Вижте TI, страница 23 за пример за защита от пренапрежение с помощта на 3-изводен ценеров диод TL430 (431).
Усилватели на грешки - всъщност операционни усилватели с Ku = 70..95 dB при постоянно напрежение (60 dB за ранни серии), Ku = 1 при 350 kHz. Входните вериги се сглобяват с помощта на PNP транзистори, така че входният ток (до 1,0 μA) изтича от IC, а не в него. Токът е доста голям за операционния усилвател, преднапрежението също е високо (до 10 mV), така че трябва да се избягват резистори с високо съпротивление в управляващите вериги (не повече от 100 kOhm). Но благодарение на използването на pnp входове, диапазонът на входното напрежение е от -0.3V до Vsupply-2V
Когато използвате RC честотно зависима операционна система, трябва да запомните, че изходът на усилвателите всъщност е с единичен край (сериен диод!), така че ще зареди капацитета (нагоре) и ще отнеме много време, за да се разреди надолу. Напрежението на този изход е в рамките на 0..+3.5V (малко повече от люлеенето на генератора), след това коефициентът на напрежение пада рязко и при приблизително 4.5V на изхода усилвателите се насищат. По същия начин трябва да се избягват резистори с ниско съпротивление в изходната верига на усилвателя (контур за обратна връзка).
Усилвателите не са проектирани да работят в рамките на един тактов цикъл на работната честота. При забавяне на разпространението на сигнала вътре в усилвателя от 400 ns, те са твърде бавни за това и логиката за управление на тригера не го позволява (на изхода ще се появят странични импулси). В реалните PN вериги граничната честота на веригата OS се избира от порядъка на 200-10000 Hz.
Логика за управление на тригера и изхода - Със захранващо напрежение най-малко 7V, ако напрежението на триона на генератора е по-голямо от това на контролния вход DT и ако напрежението на триона е по-голямо от това на който и да е от усилвателите на грешки (като се вземат предвид вградените прагове и отмествания) - изходът на веригата е разрешен. Когато генераторът се нулира от максимум до нула, изходите се изключват. Тригер с парафазен изход разделя честотата наполовина. При логическа 0 на вход 13 (режим на изход) тригерните фази се комбинират чрез ИЛИ и се подават едновременно към двата изхода; при логическа 1 те се подават във фаза към всеки изход поотделно.
Изходни транзистори - npn Darlingtons с вградена термозащита (но без токова защита). Така минималният спад на напрежението между колектора (обикновено затворен към положителната шина) и емитера (при товара) е 1,5 V (типично при 200 mA), а във верига с общ емитер е малко по-добър, 1,1 V типичен. Максималният изходен ток (с един отворен транзистор) е ограничен до 500 mA, максималната мощност за целия чип е 1 W.
Импулсните захранвания постепенно изместват традиционните си роднини в аудиотехниката, тъй като изглеждат значително по-привлекателни както икономически, така и по размер. Същият фактор, че импулсните захранвания допринасят значително за изкривяването на усилвателя, а именно появата на допълнителни обертонове, вече не е от значение главно поради две причини - съвременната елементна база позволява да се проектират преобразуватели с честота на преобразуване, значително по-висока от 40 kHz, следователно модулацията на мощността, въведена от захранването, вече ще бъде в ултразвука. В допълнение, по-високата честота на захранване е много по-лесна за филтриране и използването на два L-образни LC филтъра по протежение на захранващите вериги вече достатъчно изглажда вълните на тези честоти.
Разбира се, има муха в мехлема в тази бъчва с мед - разликата в цената между типичното захранване за усилвател на мощност и импулсното става по-осезаема с увеличаване на мощността на това устройство, т.е. Колкото по-мощно е захранването, толкова по-изгодно е то спрямо стандартния аналог.
И това не е всичко. При използване на импулсни захранвания е необходимо да се спазват правилата за инсталиране на високочестотни устройства, а именно използването на допълнителни екрани, захранване на захранващата част на общия проводник към радиаторите, както и правилно заземяване и свързване на екраниращи оплетки и проводници.
След кратко лирично отклонение относно характеристиките на импулсните захранвания за усилватели на мощност, действителната електрическа схема на 400W захранване:

Фигура 1. Схематична диаграма на импулсно захранване за усилватели на мощност до 400 W
УГОЛЕМИ С ДОБРО КАЧЕСТВО

Контролерът за управление в това захранване е TL494. Разбира се, има по-модерни чипове за изпълнение на тази задача, но ние използваме този конкретен контролер по две причини - той е МНОГО лесен за закупуване. Доста дълго време TL494 от Texas Instruments се използва в произведените захранвания, не са открити проблеми с качеството. Усилвателят на грешката е покрит от OOS, което прави възможно постигането на доста голям коефициент. стабилизация (съотношение на резистори R4 и R6).
След контролера TL494 има полумостов драйвер IR2110, който всъщност управлява портите на силовите транзистори. Използването на драйвера направи възможно изоставянето на съгласуващия трансформатор, който се използва широко в компютърните захранвания. Драйверът IR2110 се зарежда на портите през веригите R24-VD4 и R25-VD5, които ускоряват затварянето на полевите порти.
Силовите превключватели VT2 и VT3 работят върху първичната намотка на силовия трансформатор. Средната точка, необходима за получаване на променливо напрежение в първичната намотка на трансформатора, се формира от елементи R30-C26 и R31-C27.
Няколко думи за алгоритъма на работа на импулсното захранване на TL494:
В момента на подаване на мрежово напрежение 220 V, капацитетите на първичните захранващи филтри C15 и C16 се заразяват чрез резистори R8 и R11, което не позволява претоварване на диолния мост VD от ток на късо съединение на напълно разреден C15 и C16. В същото време кондензаторите C1, C3, C6, C19 се зареждат чрез линия от резистори R16, R18, R20 и R22, стабилизатор 7815 и резистор R21.
Веднага щом напрежението на кондензатора C6 достигне 12 V, ценеровият диод VD1 "пробива" и токът започва да тече през него, зареждайки кондензатор C18, и веднага щом положителният извод на този кондензатор достигне стойност, достатъчна за отваряне на тиристора VS2, ще се отвори. Това ще включи реле K1, което със своите контакти ще заобиколи токоограничаващите резистори R8 и R11.В допълнение, отвореният тиристор VS2 ще отвори транзистора VT1 както към контролера TL494, така и към драйвера на половин мост IR2110. Контролерът ще започне режим на плавен старт, чиято продължителност зависи от номиналните стойности на R7 и C13.
По време на плавен старт, продължителността на импулсите, които отварят силовите транзистори, се увеличава постепенно, като по този начин постепенно зарежда вторичните силови кондензатори и ограничава тока през токоизправителните диоди. Продължителността се увеличава, докато вторичното захранване стане достатъчно, за да отвори светодиода на оптрона IC1. Веднага след като яркостта на светодиода на оптрона стане достатъчна, за да отвори транзистора, продължителността на импулса ще спре да се увеличава (Фигура 2).

Фигура 2. Режим на плавен старт.

Тук трябва да се отбележи, че продължителността на мекия старт е ограничена, тъй като токът, преминаващ през резистори R16, R18, R20, R22, не е достатъчен за захранване на контролера TL494, драйвера IR2110 и включената намотка на релето - захранването напрежението на тези микросхеми ще започне да намалява и скоро ще намалее до стойност, при която TL494 ще спре да генерира управляващи импулси. И точно до този момент режимът на плавен старт трябва да бъде завършен и преобразувателят трябва да се върне към нормална работа, тъй като контролерът TL494 и драйверът IR2110 получават основното си захранване от силовия трансформатор (VD9, VD10 - токоизправител със средна точка, R23- C1-C3 - RC филтър, IC3 е 15 V стабилизатор) и затова кондензаторите C1, C3, C6, C19 имат толкова големи стойности - те трябва да поддържат захранването на контролера, докато се върне към нормална работа.
TL494 стабилизира изходното напрежение чрез промяна на продължителността на управляващите импулси на силови транзистори при постоянна честота - Широчинно-импулсна модулация - ШИМ. Това е възможно само ако стойността на вторичното напрежение на силовия трансформатор е по-висока от необходимата на изхода на стабилизатора с най-малко 30%, но не повече от 60%.

Фигура 3. Принцип на работа на ШИМ стабилизатор.

Тъй като натоварването се увеличава, изходното напрежение започва да намалява, LED IC1 на оптрона започва да свети по-слабо, транзисторът на оптрона се затваря, намалявайки напрежението на усилвателя на грешката и по този начин увеличавайки продължителността на управляващите импулси, докато ефективното напрежение достигне стабилизиращата стойност (Фигура 3). Тъй като натоварването намалява, напрежението ще започне да се увеличава, светодиодът на оптрона IC1 ще започне да свети по-ярко, като по този начин отваря транзистора и намалява продължителността на управляващите импулси, докато ефективната стойност на изходното напрежение намалее до стабилизирана стойност. Големината на стабилизираното напрежение се регулира чрез подстригващ резистор R26.
Трябва да се отбележи, че контролерът TL494 не регулира продължителността на всеки импулс в зависимост от изходното напрежение, а само средната стойност, т.е. измервателната част има известна инерция. Въпреки това, дори при инсталирани кондензатори във вторичното захранване с капацитет 2200 μF, прекъсванията на захранването при пикови краткотрайни натоварвания не надвишават 5%, което е напълно приемливо за оборудване от клас HI-FI. Обикновено инсталираме кондензатори във вторичното захранване от 4700 uF, което дава уверен запас за пикови стойности, а използването на групов стабилизиращ дросел ни позволява да контролираме всичките 4 изходни мощностни напрежения.
Това импулсно захранване е оборудвано със защита от претоварване, чийто измервателен елемент е токовият трансформатор TV1. Веднага щом токът достигне критична стойност, тиристорът VS1 се отваря и заобикаля захранването към крайния етап на контролера. Контролните импулси изчезват и захранването преминава в режим на готовност, в който може да остане доста дълго време, тъй като тиристорът VS2 продължава да остава отворен - токът, протичащ през резисторите R16, R18, R20 и R22, е достатъчен, за да го поддържа в отворено състояние. Как да изчислим токов трансформатор.
За да излезете от захранването от режим на готовност, трябва да натиснете бутона SA3, който ще заобиколи тиристора VS2 с неговите контакти, токът ще спре да тече през него и той ще се затвори. Веднага щом контактите SA3 се отворят, транзисторът VT1 се затваря, премахвайки захранването от контролера и драйвера. По този начин управляващата верига ще премине в режим на минимална консумация - тиристорът VS2 е затворен, следователно релето K1 е изключено, транзисторът VT1 е затворен, следователно контролерът и драйверът са изключени. Кондензаторите C1, C3, C6 и C19 започват да се зареждат и щом напрежението достигне 12 V, тиристорът VS2 се отваря и импулсното захранване започва.
Ако трябва да поставите захранването в режим на готовност, можете да използвате бутона SA2, когато натиснете, базата и емитерът на транзистора VT1 ще бъдат свързани. Транзисторът ще се затвори и ще изключи контролера и драйвера. Управляващите импулси ще изчезнат и вторичните напрежения ще изчезнат. Захранването обаче няма да бъде премахнато от реле K1 и преобразувателят няма да се рестартира.
Този дизайн на веригата ви позволява да сглобявате захранвания от 300-400 W до 2000 W, разбира се, някои елементи на веригата ще трябва да бъдат заменени, тъй като техните параметри просто не могат да издържат на големи натоварвания.
Когато сглобявате по-мощни опции, трябва да обърнете внимание на кондензаторите на изглаждащите филтри C15 и C16 на основното захранване. Общият капацитет на тези кондензатори трябва да бъде пропорционален на мощността на захранването и да съответства на пропорцията 1 W от изходната мощност на преобразувателя на напрежение съответства на 1 µF от капацитета на кондензатора на първичния захранващ филтър. С други думи, ако мощността на захранването е 400 W, тогава трябва да се използват 2 кондензатора от 220 μF, ако мощността е 1000 W, тогава трябва да се монтират 2 кондензатора от 470 μF или два от 680 μF.
Това изискване има две цели. Първо, пулсациите на първичното захранващо напрежение са намалени, което улеснява стабилизирането на изходното напрежение. Второ, използването на два кондензатора вместо един улеснява работата на самия кондензатор, тъй като електролитните кондензатори от серията TK са много по-лесни за получаване и те не са изцяло предназначени за използване във високочестотни захранвания - вътрешното съпротивление е твърде високо и при високи честоти тези кондензатори ще се нагреят. Използвайки две части, вътрешното съпротивление се намалява и полученото нагряване се разделя между два кондензатора.
Когато се използват като мощни транзистори IRF740, IRF840, STP10NK60 и подобни (за повече информация относно транзисторите, които най-често се използват в мрежовите преобразуватели, вижте таблицата в долната част на страницата), диодите VD4 и VD5 могат да бъдат изоставени напълно и стойностите на резистори R24 и R25 могат да бъдат намалени до 22 ома - мощност Драйверът IR2110 е напълно достатъчен за управление на тези транзистори. Ако се сглобява по-мощно импулсно захранване, тогава ще са необходими по-мощни транзистори. Трябва да се обърне внимание както на максималния ток на транзистора, така и на неговата мощност на разсейване - импулсните стабилизирани захранвания са много чувствителни към правилната инсталация на демпфера и без него силовите транзистори се нагряват повече, защото започват токове, образувани поради самоиндукция да тече през диодите, монтирани в транзисторите. Прочетете повече за избора на демпфер.
Също така, времето на затваряне, което се увеличава без демпфер, има значителен принос за нагряване - транзисторът остава в линеен режим по-дълго.
Доста често те забравят за още една характеристика на транзисторите с полеви ефекти - с повишаване на температурата максималният им ток намалява и то доста силно. Въз основа на това, когато избирате силови транзистори за импулсни захранвания, трябва да имате поне два пъти максимален резерв от ток за захранвания на усилватели на мощност и три пъти резерв за устройства, работещи на голямо, непроменливо натоварване, например индукционна топилна печка или декоративно осветление, захранване на електроинструменти с ниско напрежение.
Изходното напрежение се стабилизира с помощта на групов стабилизиращ дросел L1 (GLS). Трябва да обърнете внимание на посоката на намотките на този индуктор. Броят на завоите трябва да е пропорционален на изходното напрежение. Разбира се, има формули за изчисляване на тази намотка, но опитът показва, че общата мощност на сърцевината за DGS трябва да бъде 20-25% от общата мощност на силовия трансформатор. Можете да навивате, докато прозорецът се запълни с около 2/3, като не забравяте, че ако изходните напрежения са различни, тогава намотката с по-високо напрежение трябва да бъде пропорционално по-голяма, например имате нужда от две биполярни напрежения, едното при ±35 V , а вторият за захранване на субуфера с напрежение ±50 V.
Навиваме DGS на четири проводника наведнъж, докато се запълнят 2/3 от прозореца, като броим завоите. Диаметърът се изчислява въз основа на интензитет на тока от 3-4 A/mm2. Да кажем, че имаме 22 оборота, нека съставим пропорцията:
22 оборота / 35 V = X оборота / 50 V.
X оборота = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 оборота
След това ще прережа два проводника за ±35 V и ще навия още 9 оборота за напрежение ±50.
ВНИМАНИЕ! Не забравяйте, че качеството на стабилизация директно зависи от това колко бързо се променя напрежението, към което е свързан диодът на оптрона. За да подобрите коефициента на стабилизация, има смисъл да свържете допълнителен товар към всяко напрежение под формата на 2 W резистори със съпротивление 3,3 kOhm. Товарният резистор, свързан към напрежението, контролирано от оптрона, трябва да бъде 1,7...2,2 пъти по-малко.

Данните за веригата за мрежови импулсни захранвания на феритни пръстени с пропускливост от 2000 Nm са обобщени в таблица 1.

ДАННИ ЗА НАМОТКИ ЗА ИМПУЛСНИ ТРАНСФОРМАТОРИ
ИЗЧИСЛЕНО ПО МЕТОДА НА ЕНОРАСЯН
Както показват многобройни експерименти, броят на завоите може безопасно да бъде намален с 10-15%
без страх от навлизане на ядрото в насищане.

Внедряване	Стандартен размер		Честота на преобразуване, kHz
Внедряване	Стандартен размер

1 пръстен К40х25х11		Габ. мощност
1 пръстен К40х25х11		Витков до основно

2 ринга К40х25х11		Габ. мощност
2 ринга К40х25х11		Витков до основно

1 пръстен К45х28х8		Габ. мощност
1 пръстен К45х28х8		Витков до основно

2 ринга К45х28х8		Габ. мощност
2 ринга К45х28х8		Витков до основно

3 ринга К45х28х81		Габ. мощност
3 ринга К45х28х81		Витков до основно

4 ринга К45х28х8		Габ. мощност
4 ринга К45х28х8		Витков до основно

5 ринга К45х28х8		Габ. мощност
5 ринга К45х28х8		Витков до основно

6 ринга К45х28х8		Габ. мощност
6 ринга К45х28х8		Витков до основно

7 ринга К45х28х8		Габ. мощност
7 ринга К45х28х8		Витков до основно

8 ринга К45х28х8		Габ. мощност
8 ринга К45х28х8		Витков до основно

9 ринга К45х28х8		Габ. мощност
9 ринга К45х28х8		Витков до основно

10 ринга К45х28х81		Габ. мощност
10 ринга К45х28х81		Витков до основно

Въпреки това, не винаги е възможно да се разпознае марката на ферита, особено ако е ферит от хоризонтални трансформатори на телевизори. Можете да излезете от ситуацията, като разберете броя на завоите експериментално. Повече подробности за това във видеото:

Използвайки горната схема на импулсно захранване, бяха разработени и тествани няколко подмодификации, предназначени да решат конкретен проблем при различни мощности. Чертежите на печатни платки за тези захранвания са показани по-долу.
Печатна платка за импулсно стабилизирано захранване с мощност до 1200...1500 W. Размер на дъската 269х130 мм. Всъщност това е по-усъвършенствана версия на предишната печатна платка. Отличава се с наличието на групов стабилизиращ дросел, който ви позволява да контролирате величината на всички захранващи напрежения, както и допълнителен LC филтър. Има управление на вентилатора и защита от претоварване. Изходните напрежения се състоят от два биполярни източника на захранване и един биполярен източник на слаб ток, предназначени за захранване на предварителните стъпала.

Външен изглед на печатна платка за захранване до 1500 W. ИЗТЕГЛЕТЕ В LAY ФОРМАТ

Стабилизирано импулсно мрежово захранване с мощност до 1500...1800 W може да се изпълни върху печатна платка с размери 272x100 mm. Захранването е проектирано за силов трансформатор, направен върху пръстени K45 и разположен хоризонтално. Има два биполярни източника на захранване, които могат да се комбинират в един източник за захранване на усилвател с двустепенно захранване и един биполярен слаботоков източник за предварителни етапи.

Печатна платка на импулсно захранване до 1800 W. ИЗТЕГЛЕТЕ В LAY ФОРМАТ

Това захранване може да се използва за захранване на високомощно автомобилно оборудване, като мощни автомобилни усилватели и автомобилни климатици. Размери на дъската 188х123. Използваните токоизправителни диоди на Шотки са паралелизирани чрез джъмпери и изходният ток може да достигне 120 A при напрежение 14 V. В допълнение, захранването може да генерира биполярно напрежение с капацитет на натоварване до 1 A (инсталираните интегрирани стабилизатори на напрежение вече не позволява). Силовият трансформатор е направен на пръстени K45, дроселът за филтриращо захранващо напрежение е направен на два пръстена K40x25x11. Вградена защита от претоварване.

Външен изглед на печатната платка на захранването за автомобилно оборудване ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Захранването до 2000 W е направено на две платки с размери 275x99, разположени една над друга. Напрежението се контролира от едно напрежение. Има защита от претоварване. Файлът съдържа няколко опции за “втория етаж” за две биполярни напрежения, за две еднополюсни напрежения, за необходимите напрежения за две и три нива на напрежение. Силовият трансформатор е разположен хоризонтално и е направен върху пръстени K45.

Външен вид на "двуетажно" захранване ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

На платка с размери 277х154 е направено захранване с две биполярни напрежения или едно за двустепенен усилвател. Има групов стабилизиращ дросел и защита от претоварване. Силовият трансформатор е на рингове К45 и е разположен хоризонтално. Мощност до 2000 W.

Външен изглед на печатната платка ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Почти същото захранване като по-горе, но има едно биполярно изходно напрежение.

Външен изглед на печатната платка ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Импулсното захранване има две мощни биполярни стабилизирани напрежения и едно биполярно слаб ток. Оборудван с управление на вентилатора и защита от претоварване. Има групов стабилизиращ дросел и допълнителни LC филтри. Мощност до 2000...2400 W. Дъската е с размери 278х146 мм

Външен изглед на печатната платка ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Печатната платка на импулсно захранване за усилвател на мощност с двустепенни захранвания с размери 284х184 мм има групов стабилизиращ дросел и допълнителни LC филтри, защита от претоварване и управление на вентилатора. Отличителна черта е използването на дискретни транзистори за ускоряване на изключването на силовите транзистори. Мощност до 2500...2800 W.

с двустепенно захранване ИЗТЕГЛИ В ЛАЙ ФОРМАТ

Леко модифицирана версия на предишната PCB с две биполярни напрежения. Размер 285х172. Мощност до 3000 W.

Външен изглед на печатната платка на захранването на усилвателя ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Мостовото мрежово импулсно захранване с мощност до 4000...4500 W е изпълнено на печатна платка с размери 269x198 мм.Има две двуполюсни захранващи напрежения, управление на вентилатора и защита от претоварване. Използва дросел за групова стабилизация. Препоръчително е да използвате дистанционни допълнителни филтри за вторично захранване.

Външен изглед на печатната платка на захранването на усилвателя ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Има много повече място за ферити на платките, отколкото би могло да има. Факт е, че не винаги е необходимо да се излиза извън звуковия диапазон. Поради това на дъските са предвидени допълнителни зони. За всеки случай малка селекция от справочни данни за мощни транзистори и връзки към мястото, където бих ги купил. Между другото, поръчвал съм и TL494, и IR2110 повече от веднъж, и разбира се силови транзистори. Вярно, че не съм взел целия асортимент, но засега не съм срещал никакви дефекти.

ПОПУЛЯРНИ ТРАНЗИСТОРИ ЗА ИМПУЛСНО ЗАХРАНВАНЕ
ИМЕ	ВОЛТАЖ	МОЩНОСТ	КАПАЦИТЕТ ЩУРНА	Qg (ПРОИЗВОДИТЕЛ)

Въпросната микросхема принадлежи към списъка на най-разпространените и широко използвани интегрални електронни схеми. Неговият предшественик беше серията PWM контролери UC38xx от Unitrode. През 1999 г. тази компания беше закупена от Texas Instruments и оттогава започна разработването на линията от тези контролери, което доведе до създаването в началото на 2000-те. Чипове от серия TL494. В допълнение към вече споменатите по-горе UPS, те могат да бъдат намерени в регулатори на постоянно напрежение, управлявани задвижвания, меки стартери - с една дума, навсякъде, където се използва PWM регулиране.

Сред компаниите, клонирали този чип, са световноизвестни марки като Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. Всички те предоставят подробно описание на продуктите си, така наречения лист с данни TL494CN.

Документация

Анализът на описанията на въпросния тип микросхема от различни производители показва практическата идентичност на неговите характеристики. Количеството информация, предоставена от различните компании, е почти еднакво. Освен това, листът с данни TL494CN от марки като Motorola, Inc и ON Semiconductor се възпроизвежда взаимно в тяхната структура, фигури, таблици и графики. Представянето на материала от Texas Instruments е малко по-различно от тях, но при внимателно проучване става ясно, че те се отнасят до идентичен продукт.

Предназначение на чипа TL494CN

Традиционно ще започнем нашето описание с предназначението и списъка на вътрешните устройства. Това е PWM контролер с фиксирана честота, предназначен предимно за UPS приложения, съдържащ следните устройства:

трионообразен генератор на напрежение (RPG);
усилватели на грешки;
източник на референтно напрежение +5 V;
верига за настройка на "мъртво време";
изходен ток до 500 mA;
схема за избор на едно- или двутактов режим на работа.

Гранични параметри

Както всяка друга микросхема, описанието на TL494CN трябва задължително да съдържа списък с максимално допустими характеристики на производителност. Нека ги дадем въз основа на данни от Motorola, Inc:

Захранващо напрежение: 42 V.
Колекторно напрежение на изходния транзистор: 42 V.
Изходен транзистор колекторен ток: 500 mA.
Диапазон на входното напрежение на усилвателя: - 0,3 V до +42 V.
Разсейване на мощност (при t< 45 °C): 1000 мВт.
Температурен диапазон на съхранение: от -55 до +125 °C.
Диапазон на работна околна температура: от 0 до +70 °C.

Трябва да се отбележи, че параметър 7 за чипа TL494IN е малко по-широк: от -25 до +85 °C.

Дизайн на чип TL494CN

Описание на руски език на заключенията на неговия корпус е показано на фигурата по-долу.

Микросхемата е поставена в пластмасов (това е обозначено с буквата N в края на нейното обозначение) 16-пинов корпус с щифтове тип PDP.

Външният му вид е показан на снимката по-долу.

TL494CN: функционална диаграма

Чипът TL494CN има общо 6 изходни пина, 4 от тях (1, 2, 15, 16) са входове към вътрешни усилватели на грешки, използвани за защита на UPS от токови и потенциални претоварвания. Пин #4 е входен сигнал от 0 до 3V за регулиране на работния цикъл на изхода на квадратна вълна, а #3 е изход за сравнение и може да се използва по няколко начина. Други 4 (номера 8, 9, 10, 11) са свободни колектори и емитери на транзистори с максимален допустим ток на натоварване 250 mA (в дългосрочен режим не повече от 200 mA). Те могат да бъдат свързани по двойки (9 с 10 и 8 с 11) за управление на мощни полеви с максимално допустим ток 500 mA (не повече от 400 mA в непрекъснат режим).

Каква е вътрешната структура на TL494CN? Диаграмата му е показана на фигурата по-долу.

За регулиране на честотата на генератора на напрежение на рампата (RVG) се използват кондензатор и резистор, свързани съответно към щифтове 5 и 6. И, разбира се, микросхемата има щифтове за свързване на плюс и минус на захранването (съответно номера 12 и 7) в диапазона от 7 до 42 V.

Диаграмата показва, че има редица други вътрешни устройства в TL494CN. Описание на руски език на тяхното функционално предназначение ще бъде дадено по-долу, докато материалът е представен.

Функции на входния щифт

Заключение 1

Това е положителният (неинвертиращ) вход на усилвател на грешка 1. Ако неговото напрежение е по-ниско от напрежението на пин 2, изходът на усилвател на грешка 1 ще бъде нисък. Ако е по-висока от тази на пин 2, сигналът на усилвателя на грешка 1 ще стане висок. Изходът на усилвателя по същество следва положителния вход, използвайки пин 2 като референтен. Функциите на усилвателите на грешки ще бъдат описани по-подробно по-долу.

Заключение 2

Това е отрицателният (инвертиращ) вход на усилвателя на грешка 1. Ако този щифт е по-висок от щифт 1, изходът на усилвателя на грешка 1 ще бъде нисък. Ако напрежението на този щифт е по-ниско от напрежението на щифт 1, изходът на усилвателя ще бъде висок.

Заключение 15

Работи точно както # 2. Често вторият усилвател на грешка не се използва в TL494CN. Веригата за свързване в този случай съдържа щифт 15, просто свързан към 14 (референтно напрежение +5 V).

Заключение 16

Работи по същия начин като номер 1. Обикновено се свързва към общ номер 7, когато вторият усилвател на грешка не се използва. С пин 15, свързан към +5V и пин 16, свързан към общ, изходът на втория усилвател е нисък и следователно няма ефект върху работата на чипа.

Заключение 3

Този щифт и всеки вътрешен усилвател TL494CN са свързани заедно чрез диоди. Ако сигналът на изхода на който и да е от тях се промени от ниско на високо ниво, то при номер 3 също става високо. Когато сигналът на този щифт превиши 3,3 V, изходните импулси се изключват (нулев работен цикъл). Когато напрежението върху него е близо до 0 V, продължителността на импулса е максимална. Между 0 и 3,3 V ширината на импулса е от 50% до 0% (за всеки от изходите на PWM контролера - на изводи 9 и 10 в повечето устройства).

Ако е необходимо, щифт 3 може да се използва като входен сигнал или може да се използва за осигуряване на затихване на скоростта на промяна на ширината на импулса. Ако напрежението на него е високо (> ~3.5V), няма как да стартира UPS на PWM контролера (няма да има импулси от него).

Заключение 4

Той контролира обхвата на работния цикъл на изходните импулси (на английски Dead-Time Control). Ако напрежението в него е близо до 0 V, микросхемата ще може да изведе както минималната възможна, така и максималната ширина на импулса (която се определя от други входни сигнали). Ако към този щифт се приложи напрежение от около 1,5 V, ширината на изходния импулс ще бъде ограничена до 50% от максималната му ширина (или ~25% работен цикъл за режим на Push-pull PWM контролер). Ако напрежението е високо (>~3,5 V), няма начин да стартирате UPS на TL494CN. Неговата верига на свързване често съдържа № 4, свързан директно към земята.

Важно е да запомните! Сигналът на пинове 3 и 4 трябва да е под ~3,3 V. Но какво се случва, ако е близо до, например, +5 V? Как ще се държи TL494CN тогава? Веригата на преобразувателя на напрежение върху него няма да генерира импулси, т.е. няма да има изходно напрежение от UPS.

Заключение 5

Служи за свързване на синхронизиращия кондензатор Ct, като вторият му контакт е свързан към маса. Стойностите на капацитета обикновено са между 0,01 µF и 0,1 µF. Промените в стойността на този компонент водят до промени в честотата на GPG и изходните импулси на PWM контролера. Обикновено се използват висококачествени кондензатори с много нисък температурен коефициент (с много малка промяна в капацитета с температура).

Заключение 6

За свързване на резистора за настройка на задвижването Rt, като вторият му контакт е свързан към маса. Стойностите на Rt и Ct определят честотата на FPG.

f = 1,1: (Rt x Ct).

Заключение 7

Той се свързва към общия проводник на веригата на устройството на PWM контролера.

Заключение 12

Обозначава се с буквите VCC. Свързва се към “плюса” на захранването TL494CN. Веригата му за свързване обикновено съдържа № 12, свързан към превключвателя на захранването. Много UPS използват този щифт за включване и изключване на захранването (и самия UPS). Ако върху него има +12 V и № 7 е заземен, микросхемите GPN и ION ще работят.

Заключение 13

Това е въвеждането на работния режим. Неговото функциониране е описано по-горе.

Функции на изходния щифт

Те също бяха изброени по-горе за TL494CN. По-долу ще бъде дадено описание на руски език на тяхното функционално предназначение с подробни обяснения.

Заключение 8

Този чип има 2 NPN транзистора, които са неговите изходни ключове. Този щифт е колекторът на транзистор 1, обикновено свързан към източник на постоянно напрежение (12 V). Въпреки това, в схемите на някои устройства той се използва като изход и можете да видите квадратна вълна на него (както на № 11).

Заключение 9

Това е емитерът на транзистор 1. Той задвижва силовия транзистор на UPS (FET в повечето случаи) в двутактна верига, директно или чрез междинен транзистор.

Заключение 10

Това е емитерът на транзистор 2. В едноцикличен режим сигналът на него е същият като на № 9. В режим на издърпване сигналите на № 9 и 10 са противофазни, т.е. когато нивото на сигнала е висока при едната, след това е ниска при другата и обратно. В повечето устройства сигналите от емитерите на изходните транзисторни превключватели на въпросната микросхема управляват мощни транзистори с полеви ефекти, които се включват, когато напрежението на изводи 9 и 10 е високо (над ~ 3,5 V, но не в по какъвто и да е начин свързан с нивото от 3,3 V при № № 3 и 4).

Заключение 11

Това е колекторът на транзистора 2, обикновено свързан към източник на постоянно напрежение (+12 V).

Забележка: В устройства, базирани на TL494CN, неговата верига за свързване може да съдържа както колектори, така и емитери на транзистори 1 и 2 като изходи на PWM контролера, въпреки че втората опция е по-често срещана. Има обаче варианти кога точно пинове 8 и 11 са изходи. Ако намерите малък трансформатор във веригата между микросхемата и транзисторите с полеви ефекти, изходният сигнал най-вероятно се взема от тях (от колекторите).

Заключение 14

Това е ION изходът, също описан по-горе.

Принцип на действие

По този начин, ако входът C1 на тригера е на едно логическо ниво, тогава изходните транзистори са затворени и в двата режима на работа: едноцикличен и двутактен. Ако има сигнал на този вход, тогава в режим push-pull транзисторните превключватели се отварят един по един, когато прекъсването на тактовия импулс достигне до тригера. В еднопосочен режим не се използва тригер и двата изходни ключа се отварят синхронно.

Това отворено състояние (и в двата режима) е възможно само в тази част от периода на GPG, когато трионообразното напрежение е по-голямо от управляващите сигнали. По този начин увеличаването или намаляването на стойността на управляващия сигнал предизвиква съответно линейно увеличение или намаляване на ширината на импулсите на напрежението на изходите на микросхемата.

Напрежението от пин 4 (контрол на мъртвото време), входовете на усилвателите на грешки или входът на сигнала за обратна връзка от пин 3 могат да се използват като управляващи сигнали.

Първи стъпки в работата с микросхема

Преди да направите полезно устройство, се препоръчва да научите как работи TL494CN. Как да проверите неговата функционалност?

Вземете макетната платка, инсталирайте чипа върху нея и свържете проводниците според схемата по-долу.

Ако всичко е свързано правилно, веригата ще работи. Оставете щифтове 3 и 4 свободни. Използвайте осцилоскопа си, за да проверите работата на GPG - трябва да видите зъбно напрежение на пин 6. Резултатите ще бъдат нула. Как да определите тяхната производителност в TL494CN. Може да се провери по следния начин:

Свържете изхода за обратна връзка (№ 3) и изхода за управление на мъртвото време (№ 4) към общия терминал (№ 7).
Сега трябва да откриете правоъгълни импулси на изходите на микросхемата.

Как да усиля изходния сигнал?

Изходът на TL494CN е доста нисък ток и, разбира се, искате повече мощност. Така че трябва да добавим няколко мощни транзистори. Най-лесните за използване (и много лесни за получаване - от стара компютърна дънна платка) са n-каналните захранващи MOSFET транзистори. В същото време трябва да обърнем изхода на TL494CN, защото ако свържем n-канален MOSFET към него, тогава при липса на импулс на изхода на микросхемата, той ще бъде отворен за потока на постоянен ток . Може просто да изгори ... Така че изваждаме универсален NPN транзистор и го свързваме според схемата по-долу.

Силовият MOSFET в тази схема се управлява в пасивен режим. Не е много добро, но за тестване и за целите на ниска мощност е добре. R1 във веригата е натоварването на NPN транзистора. Изберете го според максимално допустимия ток на колектора. R2 представлява натоварването на нашето захранващо стъпало. В следващите експерименти той ще бъде заменен от трансформатор.

Ако сега погледнем сигнала на пин 6 на микросхемата с осцилоскоп, ще видим „трион“. При номер 8 (K1) все още се виждат правоъгълни импулси, а при източването на MOS транзистора има импулси със същата форма, но с по-голяма величина.

Как да увеличим изходното напрежение?

Сега нека получим малко по-високо напрежение с помощта на TL494CN. Схемата на превключване и свързване е същата - на макетната платка. Разбира се, невъзможно е да се получи достатъчно високо напрежение върху него, особено след като няма радиатор на силовите MOS транзистори. И все пак свържете малък трансформатор към изходния етап, съгласно тази диаграма.

Първичната намотка на трансформатора съдържа 10 оборота. Вторичната намотка съдържа около 100 оборота. Така коефициентът на трансформация е 10. Ако приложите 10V към първичната, трябва да получите около 100V изход. Сърцевината е феритна. Можете да използвате ядро със среден размер от трансформатор за захранване на компютър.

Внимавайте, изходът на трансформатора е под високо напрежение. Токът е много слаб и няма да ви убие. Но можете да получите добро попадение. Друга опасност е, че ако инсталирате голям кондензатор на изхода, той ще натрупа голям заряд. Следователно, след изключване на веригата, тя трябва да се разреди.

На изхода на веригата можете да включите всеки индикатор като електрическа крушка, както е на снимката по-долу.

Работи с постоянно напрежение и се нуждае от около 160V, за да светне. (Захранването на цялото устройство е около 15 V - с порядък по-ниско.)

Веригата с трансформаторен изход се използва широко във всеки UPS, включително PC захранвания. В тези устройства първият трансформатор, свързан чрез транзисторни ключове към изходите на ШИМ контролера, служи за разделяне на нисковолтовата част на веригата, включително TL494CN, от нейната високоволтова част, съдържаща трансформатора на мрежовото напрежение.

Волтажен регулатор

Като правило, в домашните малки електронни устройства захранването се осигурява от стандартен PC UPS, направен на TL494CN. Схемата за свързване на компютърното захранване е добре известна, а самите модули са лесно достъпни, тъй като милиони стари компютри се изхвърлят всяка година или се продават за резервни части. Но като правило, тези UPS произвеждат напрежение не по-високо от 12 V. Това е твърде ниско за честотно устройство. Разбира се, бихте могли да опитате да използвате PC UPS с по-високо напрежение за 25V, но ще бъде трудно да се намери и твърде много мощност ще се разсейва при 5V в логическите порти.

Въпреки това, на TL494 (или аналози) можете да изградите всякакви схеми с изход при повишена мощност и напрежение. Използвайки типични части от PC UPS и захранващи MOSFET транзистори от дънната платка, можете да изградите PWM регулатор на напрежение с помощта на TL494CN. Схемата на преобразувателя е показана на фигурата по-долу.

На него можете да видите електрическата схема на микросхемата и изходния етап, използвайки два транзистора: универсален npn- и мощен MOS.

Основни части: T1, Q1, L1, D1. Bipolar T1 се използва за управление на захранващ MOSFET свързан по опростен начин, т.нар. "пасивен". L1 е индуктивен дросел от стар HP принтер (около 50 оборота, 1 см височина, 0,5 см ширина с намотките, отворен дросел). D1 е от друго устройство. TL494 е свързан по алтернативен начин на горния, въпреки че може да се използва и двата метода.

C8 е малък кондензатор за предотвратяване на влиянието на шума, влизащ във входа на усилвателя на грешката, стойност от 0,01uF ще бъде повече или по-малко нормална. Големите стойности ще забавят настройката на необходимото напрежение.

C6 е още по-малък кондензатор, той се използва за филтриране на високочестотни смущения. Капацитетът му е до няколкостотин пикофарада.

Николай Петрушов

TL494, що за "звяр" е това?

TL494 (Texas Instruments) е може би най-разпространеният PWM контролер, на базата на който са създадени повечето компютърни захранвания и захранващи части на различни домакински уреди.
И дори сега тази микросхема е доста популярна сред радиолюбителите, които изграждат импулсни захранвания. Вътрешният аналог на тази микросхема е M1114EU4 (KR1114EU4). В допълнение, различни чуждестранни компании произвеждат тази микросхема с различни имена. Например IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Това е един и същ чип.
Възрастта му е много по-млада от TL431. Започва да се произвежда от Texas Instruments някъде в края на 90-те - началото на 2000-те.
Нека се опитаме да разберем заедно каква е тя и какъв вид „звяр“ е това? Ще разгледаме чипа TL494 (Texas Instruments).

Така че, първо, нека видим какво има вътре.

Съединение.

Съдържа:
- генератор на зъбно напрежение (SPG);
- компаратор за настройка на мъртвото време (DA1);
- Компаратор за настройка на ШИМ (DA2);
- усилвател на грешка 1 (DA3), използван главно за напрежение;
- усилвател на грешка 2 (DA4), използван главно за токоограничителен сигнал;
- източник на стабилно референтно напрежение (VS) при 5V с външен пин 14;
- верига за управление на работата на изходното стъпало.

След това, разбира се, ще разгледаме всички негови компоненти и ще се опитаме да разберем защо е необходимо всичко това и как работи всичко, но първо ще трябва да дадем неговите работни параметри (характеристики).

Настроики	Мин.	Макс.	Мерна единица промяна
V CC Захранващо напрежение	7	40	IN
V I Входно напрежение на усилвателя	-0,3	V CC - 2	IN
V O Колекторно напрежение		40	IN
Колекторен ток (всеки транзистор)		200	mA
Ток на обратна връзка		0,3	mA
f OSC Честота на осцилатора	1	300	kHz
C T Капацитет на генератора	0,47	10000	nF
R T Съпротивление на резистора на генератора	1,8	500	kOhm
T A Работна температура TL494C TL494I	0	70	°C
T A Работна температура TL494C TL494I	-40	85	°C

Неговите ограничаващи характеристики са следните;

Захранващо напрежение................................................ .....41V

Входно напрежение на усилвателя...................................(Vcc+0.3)V

Колекторно изходно напрежение................................41V

Изходен ток на колектора..................................... ....250mA

Общо разсейване на мощност в непрекъснат режим....1W

Местоположение и предназначение на щифтовете на микросхемите.

Заключение 1

Това е неинвертиращият (положителен) вход на усилвател на грешка 1.
Ако входното напрежение на него е по-ниско от напрежението на пин 2, тогава няма да има грешка на изхода на този усилвател, няма да има напрежение (изходът ще има ниско ниво) и няма да има никакъв ефект върху ширината (коефициент на запълване) на изходните импулси.
Ако напрежението на този щифт е по-високо от това на щифт 2, тогава на изхода на този усилвател 1 ще се появи напрежение (изходът на усилвател 1 ще има високо ниво) и ширината (коефициент на запълване) на изходните импулси ще колкото повече намалете, толкова по-високо е изходното напрежение на този усилвател (максимум 3,3 волта).

Заключение 2

Това е инвертиращият (отрицателен) вход на усилвателя на сигнала за грешка 1.
Ако входното напрежение на този щифт е по-високо от това на щифт 1, няма да има грешка в напрежението на изхода на усилвателя (изходът ще бъде нисък) и няма да има никакъв ефект върху ширината (коефициента на запълване) на изхода импулси.
Ако напрежението на този щифт е по-ниско от това на щифт 1, изходът на усилвателя ще бъде висок.

Усилвателят на грешката е обикновен операционен усилвател с коефициент на усилване от порядъка на = 70..95 dB при постоянно напрежение (Ku = 1 при честота от 350 kHz). Диапазонът на входното напрежение на операционния усилвател се простира от -0,3 V до захранващото напрежение, минус 2 V. Тоест, максималното входно напрежение трябва да е поне два волта по-ниско от захранващото.

Заключение 3

Това са изходите на усилватели на грешка 1 и 2, свързани към този щифт чрез диоди (OR схема). Ако напрежението на изхода на който и да е усилвател се промени от ниско на високо, тогава на пин 3 то също става високо.
Ако напрежението на този щифт надвишава 3,3 V, тогава импулсите на изхода на микросхемата изчезват (нулев работен цикъл).
Ако напрежението на този щифт е близо до 0 V, тогава продължителността на изходните импулси (коефициент на запълване) ще бъде максимална.

Извод 3 обикновено се използва за осигуряване на обратна връзка към усилвателите, но ако е необходимо, извод 3 може да се използва и като вход за осигуряване на промени в ширината на импулса.
Ако напрежението в него е високо (> ~ 3,5 V), тогава няма да има импулси на MS изхода. Захранването няма да започне при никакви обстоятелства.

Заключение 4

Той контролира диапазона на изменение на "мъртвото" време (англ. Dead-Time Control), по принцип това е един и същ работен цикъл.
Ако напрежението върху него е близо до 0 V, тогава изходът на микросхемата ще има както минимално възможните, така и максималните импулси с ширина, които съответно могат да бъдат зададени от други входни сигнали (усилватели на грешки, щифт 3).
Ако напрежението на този щифт е около 1,5 V, тогава ширината на изходните импулси ще бъде около 50% от максималната им ширина.
Ако напрежението на този щифт надвишава 3,3 V, тогава няма да има импулси на изхода на MS. Захранването няма да започне при никакви обстоятелства.
Но не трябва да забравяте, че с увеличаване на "мъртвото" време обхватът на регулиране на ШИМ ще намалее.

Чрез промяна на напрежението на пин 4 можете да зададете фиксирана ширина на "мъртвото" време (R-R делител), да приложите режим на плавен старт в захранването (RC верига), да осигурите дистанционно изключване на MS (ключ) и можете също да използвате този щифт като линеен контролен вход.

Нека да разгледаме (за тези, които не знаят) какво е "мъртво" време и за какво е необходимо.
Когато работи верига за захранване с натискане и издърпване, импулсите се подават алтернативно от изходите на микросхемата към базите (портите) на изходните транзистори. Тъй като всеки транзистор е инерционен елемент, той не може незабавно да се затвори (отвори), когато се отстрани (подаде) сигнал от основата (порта) на изходния транзистор. И ако импулсите се прилагат към изходните транзистори без „мъртво“ време (т.е. импулсът се премахва от един и веднага се прилага към втория), може да дойде момент, когато един транзистор няма време да се затвори, но вторият има вече е отворен. Тогава целият ток (наречен през ток) ще тече през двата отворени транзистора, заобикаляйки товара (намотка на трансформатора) и тъй като няма да бъде ограничен от нищо, изходните транзистори моментално ще се повредят.
За да не се случи това, е необходимо след края на един импулс и преди началото на следващия да е изминало известно време, достатъчно за надеждното затваряне на изходния транзистор, от чийто вход е свален управляващият сигнал.
Това време се нарича "мъртво" време.

Да, ако погледнем фигурата със състава на микросхемата, виждаме, че щифт 4 е свързан към входа на компаратора за настройка на мъртвото време (DA1) чрез източник на напрежение от 0,1-0,12 V. За какво се прави това?
Това се прави точно, за да се гарантира, че максималната ширина (коефициент на запълване) на изходните импулси никога не е равна на 100%, за да се гарантира безопасната работа на изходните (изходните) транзистори.
Тоест, ако „свържете“ пин 4 към общия проводник, тогава на входа на компаратора DA1 все още няма да има нулево напрежение, но ще има напрежение точно на тази стойност (0,1-0,12 V) и импулси от генератора на трионно напрежение (RPG) ще се появи на изхода на микросхемата само когато тяхната амплитуда на щифт 5 надвишава това напрежение. Тоест, микросхемата има фиксиран максимален праг на работния цикъл на изходните импулси, който няма да надвишава 95-96% за едноцикличния режим на работа на изходния етап и 47,5-48% за push-pull режим на работа на изходния етап.

Заключение 5

Това е изходът на GPG, той е предназначен за свързване на синхронизиращ кондензатор Ct към него, чийто втори край е свързан към общия проводник. Капацитетът му обикновено се избира от 0,01 µF до 0,1 µF, в зависимост от изходната честота на GPG импулсите на PWM контролера. Като правило тук се използват висококачествени кондензатори.
Изходната честота на GPG може да се контролира на този щифт. Люлеенето на изходното напрежение на генератора (амплитудата на изходните импулси) е някъде около 3 волта.

Заключение 6

Това е и GPN изходът, предназначен за свързване към него на времезадаващ резистор Rt, чийто втори край е свързан към общия проводник.
Стойностите на Rt и Ct определят изходната честота на газовата помпа и се изчисляват по формулата за едноциклен режим на работа;

За режим на работа push-pull формулата е следната;

За PWM контролери от други компании честотата се изчислява по същата формула, с изключение на това, че числото 1 ще трябва да се промени на 1.1.

Заключение 7

Той се свързва към общия проводник на веригата на устройството на PWM контролера.

Заключение 8

Микросхемата съдържа изходен етап с два изходни транзистора, които са нейните изходни ключове. Изводите на колекторите и емитерите на тези транзистори са свободни, поради което в зависимост от необходимостта тези транзистори могат да бъдат включени в схемата за работа както с общ емитер, така и с общ колектор.
В зависимост от напрежението на щифт 13, това изходно стъпало може да работи или в двутактов, или в едноцикличен режим. В режим на работа с единичен край тези транзистори могат да бъдат свързани паралелно, за да се увеличи тока на натоварване, което обикновено се прави.
И така, щифт 8 е колекторният щифт на транзистор 1.

Заключение 9

Това е емитерният щифт на транзистор 1.

Заключение 10

Това е емитерният щифт на транзистор 2.

Заключение 11

Това е колекторът на транзистор 2.

Заключение 12

„Плюсът“ на захранването TL494CN е свързан към този щифт.

Заключение 13

Това е изходът за избор на режим на работа на изходното стъпало. Ако този щифт е свързан към общия проводник, изходното стъпало ще работи в еднопосочен режим. Изходните сигнали на клемите на транзисторните ключове ще бъдат еднакви.
Ако приложите напрежение от +5 V към този щифт (свържете щифтове 13 и 14), тогава изходните превключватели ще работят в режим push-pull. Изходните сигнали на клемите на транзисторните ключове ще бъдат извън фаза и честотата на изходните импулси ще бъде наполовина по-малка.

Заключение 14

Това е изходът на конюшнята Иизточване ОТНОСНОпорно ннапрежение (ION), С изходно напрежение от +5 V и изходен ток до 10 mA, което може да се използва като еталон за сравнение в усилватели на грешки и за други цели.

Заключение 15

Работи точно както щифт 2. Ако вторият усилвател на грешка не се използва, тогава щифт 15 просто се свързва с щифт 14 (референтно напрежение +5 V).

Заключение 16

Работи по същия начин като щифт 1. Ако вторият усилвател на грешка не се използва, той обикновено се свързва към общия проводник (щифт 7).
С пин 15, свързан към +5V и пин 16, свързан към маса, няма изходно напрежение от втория усилвател, така че няма ефект върху работата на чипа.

Принципът на работа на микросхемата.

И така, как работи контролерът TL494 PWM?
По-горе разгледахме подробно предназначението на щифтовете на тази микросхема и каква функция изпълняват.
Ако всичко това се анализира внимателно, тогава от всичко това става ясно как работи тази микросхема. Но аз отново ще опиша съвсем накратко принципа на действието му.

Когато микросхемата обикновено е включена и към нея се подава захранване (минус към пин 7, плюс към пин 12), GPG започва да произвежда зъбни импулси с амплитуда от около 3 волта, чиято честота зависи от C и R свързан към щифтове 5 и 6 на микросхемата.
Ако стойността на управляващите сигнали (на щифтове 3 и 4) е по-малка от 3 волта, тогава на изходните превключватели на микросхемата се появяват правоъгълни импулси, чиято ширина (коефициент на запълване) зависи от стойността на управляващите сигнали на щифтовете 3 и 4.
Тоест, микросхемата сравнява положителното трионно напрежение от кондензатора Ct (C1) с всеки от двата контролни сигнала.
Логическите схеми за управление на изходните транзистори VT1 и VT2 ги отварят само когато напрежението на трионообразните импулси е по-високо от управляващите сигнали. И колкото по-голяма е тази разлика, толкова по-широк е изходният импулс (толкова по-голям е работният цикъл).
Контролното напрежение на пин 3 от своя страна зависи от сигналите на входовете на операционните усилватели (усилватели на грешки), които от своя страна могат да управляват изходното напрежение и изходния ток на захранването.

По този начин увеличаването или намаляването на стойността на който и да е управляващ сигнал причинява съответно линейно намаляване или увеличаване на ширината на импулсите на напрежението на изходите на микросхемата.
Както бе споменато по-горе, напрежението от щифт 4 (контрол на мъртвото време), входовете на усилвателите на грешката или сигналът за обратна връзка, въведен директно от пин 3, могат да се използват като управляващи сигнали.

Теорията, както се казва, е теория, но ще бъде много по-добре да видим и „докоснем“ всичко това на практика, така че нека сглобим следната схема на макет и да видим със собствените си очи как работи всичко.

Най-лесният и бърз начин е да сглобите всичко върху макет. Да, инсталирах чипа KA7500. Пин “13” на микросхемата е свързан към общия проводник, т.е. нашите изходни превключватели ще работят в едноцикличен режим (сигналите на транзисторите ще бъдат еднакви), а честотата на повторение на изходните импулси ще съответства на честотата на трионообразното напрежение на GPG.

Свързах осцилоскопа към следните контролни точки:
- Първият лъч към щифт “4”, за да контролира постоянното напрежение на този щифт. Намира се в центъра на екрана на нулевата линия. Чувствителност - 1 волт на деление;
- Вторият лъч към щифт “5”, за да контролира трионообразното напрежение на GPG. Той също се намира на нулевата линия (и двата лъча са комбинирани) в центъра на осцилоскопа и със същата чувствителност;
- Третият лъч към изхода на микросхемата към щифт „9“, за управление на импулсите на изхода на микросхемата. Чувствителността на лъча е 5 волта на деление (0,5 волта, плюс делител на 10). Намира се в долната част на екрана на осцилоскопа.

Забравих да кажа, че изходните превключватели на микросхемата са свързани към общ колектор. С други думи - според схемата на емитерния повторител. Защо повторител? Тъй като сигналът на емитера на транзистора точно повтаря базовия сигнал, така че можем ясно да видим всичко.
Ако премахнете сигнала от колектора на транзистора, той ще бъде обърнат (с главата надолу) по отношение на базовия сигнал.
Захранваме микросхемата и виждаме какво имаме на клемите.

На четвъртия крак имаме нула (плъзгачът на тримерния резистор е в най-ниската позиция), първият лъч е на нулевата линия в центъра на екрана. Усилвателите на грешката също не работят.
На петия крак виждаме зъбно напрежение на GPN (втори лъч), с амплитуда малко повече от 3 волта.
На изхода на микросхемата (щифт 9) виждаме правоъгълни импулси с амплитуда около 15 волта и максимална ширина (96%). Точките в долната част на екрана са точно прага на фиксирания работен цикъл. За да се види по-лесно, нека включим разтягането на осцилоскопа.

Е, сега можете да го видите по-добре. Това е точно времето, когато амплитудата на импулса пада до нула и изходният транзистор е затворен за това кратко време. Нулевото ниво за този лъч е в долната част на екрана.
Е, нека добавим напрежение към пин "4" и да видим какво ще получим.

На щифт “4” зададох постоянно напрежение от 1 волт с помощта на подстригващ резистор, първият лъч се повиши с едно деление (права линия на екрана на осцилоскопа). какво виждаме Мъртвото време се е увеличило (работният цикъл е намалял), това е пунктираната линия в долната част на екрана. Тоест изходният транзистор е затворен за около половината от продължителността на самия импулс.
Нека добавим още един волт с подстригващ резистор към щифт "4" на микросхемата.

Виждаме, че първият лъч се е повишил с още едно деление, продължителността на изходните импулси е станала още по-кратка (1/3 от продължителността на целия импулс), а мъртвото време (времето на затваряне на изходния транзистор) се е увеличило на две трети. Тоест, ясно се вижда, че логиката на микросхемата сравнява нивото на GPG сигнала с нивото на управляващия сигнал и предава на изхода само този GPG сигнал, чието ниво е по-високо от управляващия сигнал.

За да стане още по-ясно, продължителността (ширината) на изходните импулси на микросхемата ще бъде същата като продължителността (ширината) на изходните импулси на трионообразно напрежение, разположени над нивото на управляващия сигнал (над правата линия на екрана на осцилоскопа) .

Нека отидем по-далеч, добавете още един волт към щифт "4" на микросхемата. какво виждаме На изхода на микросхемата има много къси импулси, приблизително еднакви по ширина с върховете на зъбното напрежение, изпъкнало над правата линия. Да включим разтягането на осцилоскопа, за да се вижда по-добре пулса.

Тук виждаме кратък импулс, по време на който изходният транзистор ще бъде отворен, а през останалото време (долната линия на екрана) ще бъде затворен.
Е, нека се опитаме да увеличим още повече напрежението на пин "4". Използваме подстригващ резистор, за да зададем напрежението на изхода над нивото на напрежението на трион на GPG.

Е, това е, нашето захранване ще спре да работи, тъй като изходът е напълно „спокоен“. Няма изходни импулси, тъй като на контролния щифт “4” имаме постоянно ниво на напрежение над 3,3 волта.
Абсолютно същото нещо ще се случи, ако приложите управляващ сигнал към пин "3" или към който и да е усилвател на грешка. Ако някой се интересува, можете да го проверите сами експериментално. Освен това, ако управляващите сигнали са на всички контролни щифтове наведнъж и управляват микросхемата (преобладават), ще има сигнал от контролния щифт, чиято амплитуда е по-голяма.

Е, нека се опитаме да изключим щифт "13" от общия проводник и да го свържем към щифт "14", т.е. Да видим какво можем да направим.

Използвайки резистор за тример, отново довеждаме напрежението на щифт "4" до нула. Включете захранването. какво виждаме
Изходът на микросхемата също съдържа правоъгълни импулси с максимална продължителност, но тяхната честота на повторение е станала половината от честотата на зъбните импулси.
Същите импулси ще бъдат на втория ключов транзистор на микросхемата (щифт 10), с единствената разлика, че те ще бъдат изместени във времето спрямо тях на 180 градуса.
Има и максимален праг на работен цикъл (2%). Сега не се вижда, трябва да свържете 4-тия лъч на осцилоскопа и да комбинирате двата изходни сигнала заедно. Четвъртата сонда не е под ръка, така че не го направих. Който иска, нека провери на практика сам, за да се увери в това.

В този режим микросхемата работи точно по същия начин, както в режим на един цикъл, като единствената разлика е, че максималната продължителност на изходните импулси тук няма да надвишава 48% от общата продължителност на импулса.
Така че няма да разглеждаме този режим дълго време, а просто вижте какви импулси имаме, когато напрежението на пин "4" е два волта.

Повишаваме напрежението с тример резистор. Ширината на изходните импулси намаля до 1/6 от общата продължителност на импулса, т.е. също точно два пъти, отколкото в едноцикличния режим на работа на изходните ключове (1/3 пъти там).
На изхода на втория транзистор (щифт 10) ще има същите импулси, само изместени във времето с 180 градуса.
Е, по принцип анализирахме работата на ШИМ контролера.

Също на щифт “4”. Както споменахме по-рано, този щифт може да се използва за „мек“ старт на захранването. Как да организираме това?
Много просто. За да направите това, свържете RC верига към щифт "4". Ето примерен фрагмент от диаграмата:

Как работи "плавният старт" тук? Да погледнем диаграмата. Кондензатор C1 е свързан към ION (+5 волта) чрез резистор R5.
Когато се подаде захранване към микросхемата (щифт 12), на щифт 14 се появява +5 волта. Кондензатор C1 започва да се зарежда. Зарядният ток на кондензатора протича през резистора R5, в момента на включване той е максимален (кондензаторът се разрежда) и на резистора се получава спад на напрежението от 5 волта, който се подава към щифт "4". Това напрежение, както вече разбрахме експериментално, забранява преминаването на импулси към изхода на микросхемата.
Тъй като кондензаторът се зарежда, токът на зареждане намалява и спадът на напрежението върху резистора съответно намалява. Напрежението на щифт “4” също намалява и на изхода на микросхемата започват да се появяват импулси, чиято продължителност постепенно се увеличава (със зареждането на кондензатора). Когато кондензаторът е напълно зареден, токът на зареждане спира, напрежението на щифт “4” става близо до нула и щифт “4” вече не влияе на продължителността на изходните импулси. Захранването се връща в работния си режим.
Естествено се досещате, че времето за стартиране на захранването (достигане на работен режим) ще зависи от размера на резистора и кондензатора и чрез избора им ще можете да регулирате това време.

Е, това е накратко цялата теория и практика и тук няма нищо особено сложно и ако разбирате и разбирате работата на този PWM, тогава няма да ви е трудно да разберете и разберете работата на други PWM.

Желая на всички успех.

Документация

Предназначение на чипа TL494CN

Традиционно ще започнем нашето описание с предназначението и списъка на вътрешните устройства. Това е PWM контролер с фиксирана честота, предназначен предимно за използване в UPS, и съдържащ следните устройства: трионообразен генератор на напрежение (RVG); усилватели на грешки; източник на референтно напрежение +5 V; верига за настройка на "мъртво време"; изходни транзисторни ключове за ток до 500 mA; схема за избор на едно- или двутактов режим на работа.

Гранични параметри

Както всяка друга микросхема, описанието на TL494CN трябва задължително да съдържа списък с максимално допустими характеристики на производителност. Нека ги дадем на базата на данни от Motorola, Inc.: Захранващо напрежение: 42 V. Напрежение на колектора на изходния транзистор: 42 V. Колекторен ток на изходния транзистор: 500 mA. Диапазон на входното напрежение на усилвателя: от - 0,3 V до +42 V. Разсейване на мощност (при t< 45 °C): 1000 мВт. Диапазон температур хранения: от -55 до +125 °С. Диапазон рабочих температур окружающей среды: от 0 до +70 °С. Следует отметить, что параметр 7 для микросхемы TL494IN несколько шире: от -25 до +85 °С.

Дизайн на чипове

TL494CN Описание на руски език на терминалите на неговия корпус е показано на фигурата по-долу.

Външен вид на чипа

TL494CN: функционална диаграма

И така, задачата на тази микросхема е модулация на ширината на импулса (PWM или модулирана ширина на импулса (PWM)) на импулси на напрежение, генерирани както в регулирани, така и в нерегулирани UPS. В захранващите устройства от първия тип обхватът на продължителността на импулса като правило достига максималната възможна стойност (~ 48% за всеки изход в двутактни вериги, широко използвани за захранване на автомобилни аудио усилватели). Чипът TL494CN има общо 6 изходни пина, 4 от тях (1, 2, 15, 16) са входове към вътрешни усилватели на грешки, използвани за защита на UPS от токови и потенциални претоварвания. Пин #4 е входен сигнал от 0 до 3V за регулиране на работния цикъл на изхода на квадратна вълна, а #3 е изход за сравнение и може да се използва по няколко начина. Други 4 (номера 8, 9, 10, 11) са свободни колектори и емитери на транзистори с максимален допустим ток на натоварване 250 mA (в дългосрочен режим не повече от 200 mA). Те могат да бъдат свързани по двойки (9 с 10 и 8 с 11) за управление на мощни полеви транзистори (MOSFET транзистори) с максимално допустим ток 500 mA (не повече от 400 mA в непрекъснат режим).

Микросхемата има вграден източник на референтно напрежение (RES) +5 V (№ 14). Обикновено се използва като референтно напрежение (с точност ± 1%), подавано към входовете на вериги, които консумират не повече от 10 mA, например към пин 13 за избор на едно- или двуциклични режими на работа на микросхема: ако върху него има +5 V, се избира вторият режим, ако върху него има минус захранващо напрежение - първият. За регулиране на честотата на генератора на напрежение на рампата (RVG) се използват кондензатор и резистор, свързани съответно към щифтове 5 и 6. И, разбира се, микросхемата има щифтове за свързване на плюс и минус захранване (съответно номера 12 и 7) в диапазона от 7 до 42 V. От диаграмата може да се види, че има редица други вътрешни устройства в TL494CN. Описание на руски език на тяхното функционално предназначение ще бъде дадено по-долу, докато материалът е представен.

Функции на входния щифт

Точно като всяко друго електронно устройство. въпросната микросхема има свои собствени входове и изходи. Ще започнем с първите. Списък на тези щифтове TL494CN вече е даден по-горе. По-долу ще бъде дадено описание на руски език на тяхното функционално предназначение с подробни обяснения.
Заключение 1
Това е положителният (неинвертиращ) вход на усилвател на грешка 1. Ако неговото напрежение е по-ниско от напрежението на пин 2, изходът на усилвател на грешка 1 ще бъде нисък. Ако е по-висока от тази на пин 2, сигналът на усилвателя на грешка 1 ще стане висок. Изходът на усилвателя по същество следва положителния вход, използвайки пин 2 като референтен. Функциите на усилвателите на грешки ще бъдат описани по-подробно по-долу.
Заключение 2
Това е отрицателният (инвертиращ) вход на усилвателя на грешка 1. Ако този щифт е по-висок от щифт 1, изходът на усилвателя на грешка 1 ще бъде нисък. Ако напрежението на този щифт е по-ниско от напрежението на щифт 1, изходът на усилвателя ще бъде висок.
Заключение 15
Работи точно както # 2. Често вторият усилвател на грешка не се използва в TL494CN. Веригата за свързване в този случай съдържа щифт 15, просто свързан към 14 (референтно напрежение +5 V).
Заключение 16
Работи по същия начин като номер 1. Обикновено се свързва към общ номер 7, когато вторият усилвател на грешка не се използва. С пин 15, свързан към +5V и пин 16, свързан към общ, изходът на втория усилвател е нисък и следователно няма ефект върху работата на чипа.
Заключение 3
Този щифт и всеки вътрешен усилвател TL494CN са свързани заедно чрез диоди. Ако сигналът на изхода на който и да е от тях се промени от ниско на високо ниво, то при номер 3 също става високо. Когато сигналът на този щифт превиши 3,3 V, изходните импулси се изключват (нулев работен цикъл). Когато напрежението върху него е близо до 0 V, продължителността на импулса е максимална. Между 0 и 3,3 V ширината на импулса е от 50% до 0% (за всеки от изходите на PWM контролера - на изводи 9 и 10 в повечето устройства). Ако е необходимо, щифт 3 може да се използва като входен сигнал или може да се използва за осигуряване на затихване на скоростта на промяна на ширината на импулса. Ако напрежението на него е високо (> ~3.5V), няма как да стартира UPS на PWM контролера (няма да има импулси от него).
Заключение 4
Той контролира обхвата на работния цикъл на изходните импулси (на английски Dead-Time Control). Ако напрежението в него е близо до 0 V, микросхемата ще може да изведе както минималната възможна, така и максималната ширина на импулса (която се определя от други входни сигнали). Ако към този щифт се приложи напрежение от около 1,5 V, ширината на изходния импулс ще бъде ограничена до 50% от максималната му ширина (или ~25% работен цикъл за режим на Push-pull PWM контролер). Ако напрежението е високо (>~3,5 V), няма начин да стартирате UPS на TL494CN. Неговата верига на свързване често съдържа № 4, свързан директно към земята. Важно е да запомните! Сигналът на пинове 3 и 4 трябва да е под ~3,3 V. Но какво се случва, ако е близо до, например, +5 V? Как ще се държи TL494CN тогава? Веригата на преобразувателя на напрежение върху него няма да генерира импулси, т.е. няма да има изходно напрежение от UPS.
Заключение 5
Служи за свързване на синхронизиращия кондензатор Ct, като вторият му контакт е свързан към маса. Стойностите на капацитета обикновено са между 0,01 µF и 0,1 µF. Промените в стойността на този компонент водят до промени в честотата на GPG и изходните импулси на PWM контролера. Обикновено се използват висококачествени кондензатори с много нисък температурен коефициент (с много малка промяна в капацитета с температура).
Заключение 6
За свързване на синхронизиращия резистор Rt, като вторият му контакт е свързан към земята. Стойностите на Rt и Ct определят честотата на FPG. f = 1,1: (Rt x Ct).
Заключение 7
Той се свързва към общия проводник на веригата на устройството на PWM контролера.
Заключение 12
Обозначава се с буквите VCC. Свързва се към “плюса” на захранването TL494CN. Веригата му за свързване обикновено съдържа № 12, свързан към превключвателя на захранването. Много UPS използват този щифт за включване и изключване на захранването (и самия UPS). Ако върху него има +12 V и № 7 е заземен, микросхемите GPN и ION ще работят.
Заключение 13
Това е въвеждането на работния режим. Неговото функциониране е описано по-горе.

Функции на изходния щифт

Те също бяха изброени по-горе за TL494CN. По-долу ще бъде дадено описание на руски език на тяхното функционално предназначение с подробни обяснения.
Заключение 8
Този чип има 2 NPN транзистора, които са неговите изходни ключове. Този щифт е колекторът на транзистор 1, обикновено свързан към източник на постоянно напрежение (12 V). Въпреки това, в схемите на някои устройства той се използва като изход и можете да видите квадратна вълна на него (както на № 11).
Заключение 9
Това е емитерът на транзистор 1. Той задвижва силовия транзистор на UPS (FET в повечето случаи) в двутактна верига, директно или чрез междинен транзистор.
Заключение 10
Това е емитерът на транзистор 2. В едноцикличен режим сигналът на него е същият като на № 9. В режим на издърпване сигналите на № 9 и 10 са противофазни, т.е. когато нивото на сигнала е висока при едната, след това е ниска при другата и обратно. В повечето устройства сигналите от емитерите на изходните транзисторни превключватели на въпросната микросхема управляват мощни транзистори с полеви ефекти, които се включват, когато напрежението на изводи 9 и 10 е високо (над ~ 3,5 V, но не в по какъвто и да е начин свързан с нивото от 3,3 V при № № 3 и 4).
Заключение 11
Това е колекторът на транзистора 2, обикновено свързан към източник на постоянно напрежение (+12 V). Забележка: В устройства, базирани на TL494CN, неговата верига за свързване може да съдържа както колектори, така и емитери на транзистори 1 и 2 като изходи на PWM контролера, въпреки че втората опция е по-често срещана. Има обаче варианти кога точно пинове 8 и 11 са изходи. Ако намерите малък трансформатор във веригата между микросхемата и транзисторите с полеви ефекти, изходният сигнал най-вероятно се взема от тях (от колекторите).
Заключение 14
Това е ION изходът, също описан по-горе.

Принцип на действие

Как работи чипът TL494CN? Ще дадем описание на това как работи въз основа на материали от Motorola, Inc. Изходът за широчинно-импулсна модулация се постига чрез сравняване на положителния наклонен сигнал от кондензатора Ct с всеки от двата управляващи сигнала. NOR логическите вериги управляват изходните транзистори Q1 и Q2, отваряйки ги само когато сигналът на тактовия вход (C1) на тригера (вижте функционалната диаграма на TL494CN) стане нисък. По този начин, ако входът C1 на тригера е на едно логическо ниво, тогава изходните транзистори са затворени и в двата режима на работа: едноцикличен и двутактен. Ако на този вход има тактов сигнал, тогава в режим push-pull транзисторните превключватели се отварят един по един, когато прекъсването на тактовия импулс достигне до тригера. В еднопосочен режим не се използва тригер и двата изходни ключа се отварят синхронно. Това отворено състояние (и в двата режима) е възможно само в тази част от периода на GPG, когато трионообразното напрежение е по-голямо от управляващите сигнали. По този начин увеличаването или намаляването на стойността на управляващия сигнал предизвиква съответно линейно увеличение или намаляване на ширината на импулсите на напрежението на изходите на микросхемата. Напрежението от пин 4 (контрол на мъртвото време), входовете на усилвателите на грешки или входът на сигнала за обратна връзка от пин 3 могат да се използват като управляващи сигнали.

СТАТИЯТА Е ПОДГОТВЕНА ПО КНИГАТА НА А. В. ГОЛОВКОВ и В. Б. ЛЮБИЦКИ „ЗАХРАНВАНЕ НА СИСТЕМНИ МОДУЛИ ТИП IBM PC-XT/AT” ИЗДАТЕЛСТВО „ЛАД&Н” Москва 1995 г., изтеглена в електронен вид от Интернет

УПРАВЛЕНИЕ IC TL494

В съвременните UPS устройства обикновено се използват специализирани интегрални схеми (ИС) за генериране на управляващо напрежение за превключване на силови транзистори на преобразувателя.
Идеалната контролна IC за осигуряване на нормална работа на UPS в режим PWM трябва да отговаря на повечето от следните условия:
работно напрежение не по-високо от 40V;
наличието на високостабилен термично стабилизиран източник на референтно напрежение;
наличие на трион генератор на напрежение
осигуряване на възможност за синхронизиране на програмируем плавен старт с външен сигнал;
наличието на усилвател на сигнала за несъответствие с високо напрежение в общ режим;
наличие на ШИМ компаратор;
наличие на импулсно управляван тригер;
наличието на двуканална предтерминална каскада със защита от късо съединение;
наличие на двойна логика за потискане на импулса;
наличие на средства за коригиране на симетрията на изходните напрежения;
наличието на ограничение на тока в широк диапазон от напрежения в общ режим, както и ограничение на тока във всеки период с изключване в авариен режим;
наличие на автоматично управление с директно предаване;
осигуряване на изключване при спад на захранващото напрежение;
осигуряване на защита от пренапрежение;
осигуряване на съвместимост с TTL/CMOS логиката;
осигуряване на дистанционно включване и изключване.

Фигура 11. Контролен чип TL494 и неговият pinout.

В по-голямата част от случаите като управляваща верига за разглеждания клас UPS се използва микросхема тип TL494CN, произведена от TEXAS INSTRUMENT (САЩ) (фиг. 11). Той изпълнява повечето от изброените по-горе функции и се произвежда от редица чуждестранни компании под различни имена. Например, компанията SHARP (Япония) произвежда микросхемата IR3M02, компанията FAIRCHILD (САЩ) - UA494, компанията SAMSUNG (Корея) - KA7500, компанията FUJITSU (Япония) - MB3759 и др. Всички тези микросхеми са пълни аналози на домашната микросхема KR1114EU4. Нека разгледаме подробно дизайна и работата на този контролен чип. Той е специално проектиран да управлява силовата част на UPS и съдържа (фиг. 12):

Фигура 12. Функционална диаграма на TL494 IC

Генератор на рампа на напрежение DA6; честотата на GPG се определя от стойностите на резистора и кондензатора, свързани към 5-ти и 6-ти щифтове, и в разглеждания клас захранване се избира приблизително 60 kHz;
стабилизиран източник на референтно напрежение DA5 (Uref=+5,OB) с външен изход (пин 14);
компаратор на мъртва зона DA1;
компаратор PWM DA2;
усилвател за грешка на напрежението DA3;
усилвател на грешка за токоограничителен сигнал DA4;
два изходни транзистора VT1 и VT2 с отворени колектори и емитери;
динамичен двутактен D-тригер в режим на разделяне на честотата на 2 - DD2;
спомагателни логически елементи DD1 (2-ИЛИ), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-ИЛИ-НЕ), DD6 (2-ИЛИ-НЕ), DD7 (НЕ);
източник на постоянно напрежение с рейтинг 0,1BDA7;
DC източник с номинална стойност 0,7 mA DA8.
Контролната верига ще започне, т.е. последователности от импулси ще се появят на щифтове 8 и 11, ако към щифт 12 се приложи някакво захранващо напрежение, чието ниво е в диапазона от +7 до +40 V. Целият набор от функционални единици, включени в TL494 IC, може да бъде разделен на цифрова и аналогова част (цифрови и аналогови сигнални пътища). Аналоговата част включва усилватели на грешки DA3, DA4, компаратори DA1, DA2, генератор на зъбно напрежение DA6, както и спомагателни източници DA5, DA7, DA8. Всички останали елементи, включително изходните транзистори, образуват цифровата част (цифров път).

Фигура 13. Работа на TL494 IC в номинален режим: U3, U4, U5 - напрежения на щифтове 3, 4, 5.

Нека първо разгледаме работата на цифровия път. Времевите диаграми, обясняващи работата на микросхемата, са показани на фиг. 13. От времевите диаграми става ясно, че моментите на поява на изходните управляващи импулси на микросхемата, както и тяхната продължителност (диаграми 12 и 13) се определят от състоянието на изхода на логическия елемент DD1 (диаграма 5 ). Останалата част от "логиката" изпълнява само спомагателната функция за разделяне на изходните импулси на DD1 на два канала. В този случай продължителността на изходните импулси на микросхемата се определя от продължителността на отвореното състояние на нейните изходни транзистори VT1, VT2. Тъй като и двата транзистора имат отворени колектори и емитери, те могат да бъдат свързани по два начина. При включване по схема с общ емитер изходните импулси се отстраняват от външните колекторни натоварвания на транзисторите (от щифтове 8 и 11 на микросхемата), а самите импулси се насочват надолу от положителното ниво (водещото краищата на импулсите са отрицателни). Емитерите на транзисторите (щифтове 9 и 10 на микросхемата) в този случай обикновено са заземени. При включване по схема с общ колектор външните товари се свързват към емитерите на транзисторите и изходните импулси, насочени в този случай от пренапрежения (предните фронтове на импулсите са положителни), се отстраняват от емитерите на транзистори VT1, VT2. Колекторите на тези транзистори са свързани към захранващата шина на контролния чип (Upom).
Изходните импулси на останалите функционални единици, които са част от цифровата част на микросхемата TL494, са насочени нагоре, независимо от електрическата схема на микросхемата.
Тригерът DD2 е двутактен динамичен D тригер. Принципът на неговото действие е следният. По предния (положителен) фронт на изходния импулс на елемент DD1 във вътрешния регистър се записва състоянието на входа D на тригера DD2. Физически това означава, че първият от двата тригера, включени в DD2, е превключен. Когато импулсът на изхода на елемент DD1 приключи, вторият тригер в рамките на DD2 се превключва по падащия (отрицателен) фронт на този импулс и състоянието на изходите DD2 се променя (информацията, прочетена от вход D, се появява на изход Q) . Това елиминира възможността за възникване на отключващ импулс в основата на всеки от транзисторите VT1, VT2 два пъти за един период. Наистина, докато нивото на импулса на входа C на тригера DD2 не се е променило, състоянието на неговите изходи няма да се промени. Следователно импулсът се предава на изхода на микросхемата през един от каналите, например горния (DD3, DD5, VT1). Когато импулсът на вход C приключи, задействайте превключвателите DD2, заключвайки горния канал и отключвайки долния канал (DD4, DD6, VT2). Следователно следващият импулс, пристигащ на входа C и входовете DD5, DD6, ще бъде предаден към изхода на микросхемата през долния канал. По този начин всеки от изходните импулси на елемент DD1 с отрицателния си фронт превключва тригера DD2 и по този начин променя канала на преминаване на следващия импулс. Следователно референтният материал за контролната микросхема показва, че архитектурата на микросхемата осигурява двойно потискане на импулса, т.е. елиминира появата на два отключващи импулса на базата на един и същ транзистор за период.
Нека разгледаме подробно един период на работа на цифровия път на микросхемата.
Появата на отключващ импулс на базата на изходния транзистор на горния (VT1) или долния (VT2) канал се определя от логиката на работата на елементите DD5, DD6 ("2OR-NOT") и състоянието на елементите DD3, DD4 („2AND“), което от своя страна се определя от състоянието на тригера DD2.
Работната логика на елемента 2-ИЛИ-НЕ, както е известно, е, че високо ниво на напрежение (логическа 1) се появява на изхода на такъв елемент в единствения случай, когато има ниски нива на напрежение (логическа 0) в двата му входа. За други възможни комбинации от входни сигнали изходът на елемент 2 ИЛИ-НЕ е с ниско ниво на напрежение (логическа 0). Следователно, ако на изхода Q на тригера DD2 има логическа 1 (момент ti от диаграма 5 на фиг. 13), а на изхода /Q има логическа 0, то и на двата входа на елемента DD3 (2I ) ще има логическа 1 и следователно ще се появи логическа 1 на изхода DD3 и следователно на един от входовете на елемент DD5 (2ИЛИ-НЕ) на горния канал. Следователно, независимо от нивото на сигнала, пристигащ на втория вход на този елемент от изхода на елемент DD1, състоянието на изхода DD5 ще бъде логическо O, а транзисторът VT1 ще остане в затворено състояние. Изходното състояние на елемент DD4 ще бъде логическа 0, т.к логическата 0 присъства на един от входовете на DD4, идвайки там от /Q изхода на тригера DD2. Логическата 0 от изхода на елемент DD4 се подава на един от входовете на елемент DD6 и дава възможност за преминаване на импулс през долния канал. Този импулс с положителна полярност (логическа 1) ще се появи на изхода на DD6 и следователно в основата на VT2 по време на паузата между изходните импулси на елемент DD1 (т.е. за времето, когато има логическа 0 на изхода на DD1 - интервал trt2 от диаграма 5, фиг. 13 ). Следователно транзисторът VT2 се отваря и на колектора му се появява импулс, който го изхвърля надолу от положителното ниво (ако е свързан по схема с общ емитер).
Началото на следващия изходен импулс на елемент DD1 (момент t2 от диаграма 5 на фиг. 13) няма да промени състоянието на елементите на цифровия път на микросхемата, с изключение на елемент DD6, на изхода на който ще се появи логическа 0 и следователно транзисторът VT2 ще се затвори. Завършването на изходния импулс DD1 (момент ta) ще доведе до промяна в състоянието на изходите на тригера DD2 към обратното (логически 0 - на изход Q, логически 1 - на изход /Q). Следователно състоянието на изходите на елементите DD3, DD4 ще се промени (на изхода на DD3 - логическа 0, на изхода на DD4 - логическа 1). Паузата, започнала в момента!3 на изхода на елемента DD1, ще направи възможно отварянето на транзистора VT1 на горния канал. Логическият 0 на изхода на елемента DD3 ще "потвърди" тази възможност, превръщайки я в реалния външен вид на отключващ импулс на базата на транзистор VT1. Този импулс продължава до момента U, след което VT1 се затваря и процесите се повтарят.
По този начин основната идея на работата на цифровия път на микросхемата е, че продължителността на изходния импулс на щифтове 8 и 11 (или на щифтове 9 и 10) се определя от продължителността на паузата между изходни импулси на елемента DD1. Елементите DD3, DD4 определят канала за преминаване на импулс, използвайки сигнал с ниско ниво, чиято поява се редува на изходите Q и /Q на тригера DD2, управляван от същия елемент DD1. Елементите DD5, DD6 са схеми за съгласуване на ниско ниво.
За да завършите описанието на функционалността на микросхемата, трябва да се отбележи още една важна характеристика. Както може да се види от функционалната диаграма на фигурата, входовете на елементите DD3, DD4 се комбинират и извеждат към щифт 13 на микросхемата. Следователно, ако логическа 1 се приложи към пин 13, тогава елементите DD3, DD4 ще работят като повторители на информация от изходите Q и /Q на тригера DD2. В този случай елементите DD5, DD6 и транзисторите VT1, VT2 ще превключват с фазово изместване от половин период, осигурявайки работата на силовата част на UPS, изградена по полумостова верига с натискане и издърпване. Ако към пин 13 се приложи логическа 0, тогава елементите DD3, DD4 ще бъдат блокирани, т.е. състоянието на изходите на тези елементи няма да се промени (константа логическа 0). Следователно изходните импулси на елемент DD1 ще повлияят на елементите DD5, DD6 по същия начин. Елементите DD5, DD6 и следователно изходните транзистори VT1, VT2 ще превключват без фазово изместване (едновременно). Този режим на работа на управляващата микросхема се използва, ако силовата част на UPS е направена по едноциклична схема. В този случай колекторите и емитерите на двата изходни транзистора на микросхемата се комбинират с цел увеличаване на мощността.
Изходното напрежение се използва като "твърда" логическа единица в двутактни схеми
вътрешен източник на чипа Uref (щифт 13 на чипа е комбиниран с щифт 14).
Сега нека да разгледаме работата на аналоговата верига на микросхемата.
Състоянието на изхода DD1 се определя от изходния сигнал на ШИМ компаратора DA2 (диаграма 4), подаден на един от входовете DD1. Изходният сигнал на компаратора DA1 (диаграма 2), подаден на втория вход на DD1, не влияе на състоянието на изхода DD1 при нормална работа, което се определя от по-широките изходни импулси на ШИМ компаратора DA2.
Освен това от диаграмите на фиг. 13 става ясно, че когато нивото на напрежението се промени на неинвертиращия вход на ШИМ компаратора (диаграма 3), ширината на изходните импулси на микросхемата (диаграми 12, 13) ще се промени промени пропорционално. При нормална работа нивото на напрежението на неинвертиращия вход на ШИМ компаратора DA2 се определя само от изходното напрежение на усилвателя на грешка DA3 (тъй като надвишава изходното напрежение на усилвателя DA4), което зависи от нивото на сигнал за обратна връзка на неговия неинвертиращ вход (пин 1 на микросхемата). Следователно, когато се приложи сигнал за обратна връзка към щифт 1 на микросхемата, ширината на изходните управляващи импулси ще се промени пропорционално на промяната в нивото на този сигнал за обратна връзка, което от своя страна се променя пропорционално на промените в нивото на изходното напрежение на UPS, т.к Обратната връзка идва от там.
Интервалите от време между изходните импулси на щифтове 8 и 11 на микросхемата, когато и двата изходни транзистора VT1 и VT2 са затворени, се наричат „мъртви зони“.
Компараторът DA1 се нарича компаратор за „мъртва зона“, тъй като той определя неговата минимална възможна продължителност. Нека обясним това по-подробно.
От времедиаграмите на фиг. 13 следва, че ако ширината на изходните импулси на ШИМ компаратора DA2 намалее по някаква причина, тогава започвайки от определена ширина на тези импулси, изходните импулси на компаратора DA1 ще станат по-широки от изходни импулси на ШИМ компаратора DA2 и започват да определят изходното състояние на логическия елемент DD1 и следователно. ширина на изходните импулси на микросхемата. С други думи, компараторът DA1 ограничава ширината на изходните импулси на микросхемата на определено максимално ниво. Нивото на ограничение се определя от потенциала на неинвертиращия вход на компаратора DA1 (пин 4 на микросхемата) в стабилно състояние. Въпреки това, от друга страна, потенциалът на щифт 4 ще определи обхвата на регулиране на ширината на изходните импулси на микросхемата. Тъй като потенциалът на пин 4 се увеличава, този диапазон се стеснява. Най-широкият диапазон на регулиране се получава, когато потенциалът на пин 4 е 0.
В този случай обаче съществува опасност, свързана с факта, че ширината на „мъртвата зона“ може да стане равна на 0 (например в случай на значително увеличение на тока, консумиран от UPS). Това означава, че управляващите импулси на щифтове 8 и 11 на микросхемата ще следват непосредствено един след друг. Следователно може да възникне ситуация, известна като „повреда на стелажа“. Това се обяснява с инерцията на силовите транзистори на инвертора, които не могат да се отварят и затварят мигновено. Следователно, ако едновременно приложите сигнал за заключване към основата на предварително отворен транзистор и сигнал за отключване към основата на затворен транзистор (т.е. с нулева „мъртва зона“), тогава ще получите ситуация, при която един транзистор още не е затворил, а другият вече е отворен. След това възниква повреда по транзисторната стойка на полумост, която се състои в протичане на ток през двата транзистора. Този ток, както се вижда от диаграмата на фиг. 5, заобикаля първичната намотка на силовия трансформатор и е практически неограничен. Текущата защита не работи в този случай, т.к ток не протича през сензора за ток (не е показан на диаграмата; дизайнът и принципът на работа на използваните сензори за ток ще бъдат разгледани подробно в следващите раздели), което означава, че този сензор не може да изведе сигнал към управляващата верига. Следователно пропускащият ток достига много голяма стойност за много кратък период от време. Това води до рязко увеличаване на мощността, освободена на двата мощни транзистора и почти моментална повреда (обикновено повреда). В допълнение, диодите на моста на токоизправителя могат да бъдат повредени от нахлуване на преминаващ ток. Този процес завършва с издухване на мрежовия предпазител, който поради своята инерция няма време да защити елементите на веригата, а само предпазва първичната мрежа от претоварване.
Следователно управляващото напрежение; доставени към основите на силовите транзистори трябва да бъдат оформени по такъв начин, че първо един от тези транзистори да бъде надеждно затворен и едва след това другият да бъде отворен. С други думи, между управляващите импулси, подавани към базите на силовите транзистори, трябва да има времево изместване, което да не е равно на нула („мъртва зона“). Минималната допустима продължителност на "мъртвата зона" се определя от инерцията на транзисторите, използвани като превключватели на мощността.
Архитектурата на микросхемата ви позволява да регулирате минималната продължителност на „мъртвата зона“, като използвате потенциала на пин 4 на микросхемата. Този потенциал се задава с помощта на външен делител, свързан към шината на изходното напрежение на вътрешния референтен източник на микросхемата Uref.
Някои версии на UPS нямат такъв разделител. Това означава, че след приключване на процеса на плавен старт (виж по-долу), потенциалът на щифт 4 на микросхемата става равен на 0. В тези случаи минималната възможна продължителност на „мъртвата зона“ все още няма да стане равна на 0, но ще се определя от вътрешния източник на напрежение DA7 (0, 1B), който е свързан към неинвертиращия вход на компаратора DA1 с неговия положителен полюс и към щифт 4 на микросхемата с неговия отрицателен полюс. По този начин, благодарение на включването на този източник, ширината на изходния импулс на компаратора DA1 и следователно ширината на „мъртвата зона“ при никакви обстоятелства не може да стане равна на 0, което означава, че „разбивка по стелажа“ ще бъде принципно невъзможно. С други думи, архитектурата на микросхемата включва ограничение на максималната продължителност на нейния изходен импулс (минималната продължителност на „мъртвата зона“). Ако има разделител, свързан към щифт 4 на микросхемата, тогава след плавен старт потенциалът на този щифт не е равен на 0, следователно ширината на изходните импулси на компаратора DA1 се определя не само от вътрешния източник DA7, но също и от остатъчния (след завършване на процеса на плавен старт) потенциал на щифт 4. Въпреки това, в същото време, както беше споменато по-горе, динамичният диапазон на регулиране на ширината на ШИМ компаратора DA2 е стеснен.

НАЧАЛНА СХЕМА

Стартовата верига е проектирана да получи напрежение, което може да се използва за захранване на управляващата микросхема, за да се стартира след включване на IVP към захранващата мрежа. Следователно, стартирането означава първо стартиране на управляващата микросхема, без която е невъзможна нормалната работа на силовата част и цялата верига на UPS като цяло.
Стартовата верига може да бъде конструирана по два различни начина:
със самовъзбуждане;
с принудителна стимулация.
Схема със самовъзбуждане се използва например в UPS GT-150W (фиг. 14). Ректифицираното мрежово напрежение Uep се подава към резистивния делител R5, R3, R6, R4, който е основата за двата транзистора на захранващия ключ Q1, Q2. Следователно, през транзисторите, под въздействието на общото напрежение върху кондензаторите C5, C6 (Uep), през веригата започва да тече базов ток (+) C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - "общият проводник" на първичната страна - (-)C6.
И двата транзистора са леко отворени от този ток. В резултат на това токове с взаимно противоположни посоки започват да текат през колекторно-емитерните секции на двата транзистора по веригите:
през Q1: (+)C5 - +310 V шина - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
през Q2: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - "общ проводник" на първичната страна - (-)C6.

Фигура 14. Схема на стартиране със самовъзбуждане на UPS GT-150W.

Ако и двата тока, протичащи през допълнителните (начални) навивки 5-6 T1 в противоположни посоки, бяха равни, тогава резултантният ток би бил 0 и веригата нямаше да може да стартира.
Въпреки това, поради технологичното разпространение на коефициентите на усилване на тока на транзисторите Q1, Q2, един от тези токове винаги е по-голям от другия, т.к. транзисторите са леко отворени в различна степен. Следователно резултантният ток през завои 5-6 T1 не е равен на 0 и има една или друга посока. Да приемем, че токът през транзистора Q1 преобладава (т.е. Q1 е по-отворен от Q2) и следователно токът протича в посока от щифт 5 към щифт 6 на T1. По-нататъшните разсъждения се основават на това предположение.
Въпреки това, честно казано, трябва да се отбележи, че токът през транзистора Q2 също може да бъде преобладаващ и тогава всички процеси, описани по-долу, ще се отнасят до транзистора Q2.
Потокът от ток през завъртания 5-6 на T1 причинява появата на ЕМП на взаимна индукция на всички намотки на управляващия трансформатор T1. В този случай възниква (+) ЕМП на щифт 4 спрямо щифт 5 и допълнителен ток, който го отваря, протича в основата Q1 под въздействието на този ЕМП през веригата: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
В същото време (-) EMF се появява на пин 7 на Т1 спрямо пин 8, т.е. полярността на този ЕМП се оказва блокираща за Q2 и той се затваря. След това влиза в действие положителната обратна връзка (POF). Неговият ефект е, че когато токът се увеличава през секцията колектор-емитер Q1 и превръща 5-6 T1, нарастващ ЕМП действа върху намотка 4-5 T1, което, създавайки допълнителен базов ток за Q1, го отваря в още по-голяма степен . Този процес се развива лавинообразно (много бързо) и води до пълно отваряне на Q1 и заключване на Q2. Линейно нарастващ ток започва да тече през отворен Q1 и първичната намотка 1-2 на силовия импулсен трансформатор T2, което причинява появата на ЕМП импулс на взаимна индукция на всички намотки на T2. Импулс от намотка 7-5 T2 зарежда капацитета за съхранение C22. На C22 се появява напрежение, което се подава като захранване към щифт 12 на управляващия чип IC1 от типа TL494 и към етапа за съвпадение. Микросхемата се стартира и генерира правоъгълни импулсни последователности на своите щифтове 11, 8, с които превключвателите на мощността Q1, Q2 започват да превключват през етапа на съвпадение (Q3, Q4, T1). Импулсната ЕМП на номиналното ниво се появява на всички намотки на силовия трансформатор Т2. В този случай ЕМП от намотки 3-5 и 7-5 постоянно захранва C22, поддържайки постоянно ниво на напрежение върху него (около +27V). С други думи, микросхемата започва да се захранва през пръстена за обратна връзка (самозахранване). Устройството влиза в режим на работа. Захранващото напрежение на микросхемата и съвпадащия етап е спомагателно, действа само вътре в блока и обикновено се нарича Upom.
Тази схема може да има някои вариации, като например в импулсното захранване LPS-02-150XT (произведено в Тайван) за компютъра Mazovia CM1914 (фиг. 15). В тази схема първоначалният тласък за развитието на процеса на стартиране се получава с помощта на отделен полувълнов токоизправител D1, C7, който захранва резистивния разделител, основен за превключвателите на захранването в първия положителен полупериод на мрежата. Това ускорява процеса на стартиране, защото... първоначалното отключване на един от ключовете става успоредно със зареждането на изглаждащи кондензатори с голям капацитет. В противен случай схемата работи подобно на описаната по-горе.

Фигура 15. Стартова верига със самовъзбуждане в импулсно захранване LPS-02-150XT

Тази схема се използва например в UPS PS-200B от LING YIN GROUP (Тайван).
Първичната намотка на специалния пусков трансформатор Т1 се включва при половината от мрежовото напрежение (при номинална стойност 220V) или при пълно напрежение (при номинална стойност 110V). Това се прави по причини, така че амплитудата на променливото напрежение на вторичната намотка T1 да не зависи от мощността на захранващата мрежа. Когато UPS е включен, променливият ток протича през първичната намотка T1. Следователно, на вторичната намотка 3-4 T1 се индуцира променлива синусоидална ЕМП с честотата на захранващата мрежа. Токът, протичащ под въздействието на този ЕМП, се коригира чрез специална мостова верига на диоди D3-D6 и се изглажда от кондензатор C26. В C26 се освобождава постоянно напрежение от около 10-11V, което се подава като захранване към щифт 12 на управляващата микросхема тип TL494 U1 и към съгласуващото стъпало. Паралелно с този процес се зареждат и кондензаторите на анти-алиасинг филтъра. Следователно, докато захранването се подава към микросхемата, захранващият етап също се захранва. Микросхемата се стартира и започва да генерира последователности от правоъгълни импулси на своите щифтове 8, 11, с които превключвателите на мощността започват да превключват през етапа на съвпадение. В резултат на това се появяват изходни напрежения на блока. След влизане в режим на самозахранване, микросхемата се захранва от шината на изходното напрежение +12V през разделителния диод D8. Тъй като това напрежение на самозахранване е малко по-високо от изходното напрежение на токоизправителя D3-D5, диодите на този пусков токоизправител са заключени и впоследствие не засяга работата на веригата.
Необходимостта от обратна връзка чрез диод D8 не е задължителна. В някои схеми на UPS, които използват принудително възбуждане, няма такава връзка. Контролната микросхема и съгласуващото стъпало се захранват от изхода на стартовия токоизправител през цялото време на работа. Въпреки това, нивото на пулсации на шината Upom в този случай е малко по-високо, отколкото в случай на захранване на микросхемата от шината на изходното напрежение +12V.
За да обобщим описанието на схемите за изстрелване, можем да отбележим основните характеристики на тяхната конструкция. В схема със самовъзбуждане мощностните транзистори първоначално се превключват, което води до появата на захранващо напрежение за чипа Upom. В схема с принудително възбуждане първо се получава Upom и в резултат на това се превключват силови транзистори. Освен това в вериги със самовъзбуждане напрежението на Upom обикновено е около +26V, а във вериги с принудително възбуждане обикновено е около +12V.
Схема с принудително възбуждане (с отделен трансформатор) е показана на фиг. 16.

Фигура 16. Схема за стартиране с принудително възбуждане на импулсно захранване PS-200B (LING YIN GROUP).

ПОДХОДЯЩА КАСКАДА

Съгласуващото стъпало се използва за съгласуване и отделяне на изходното стъпало с висока мощност от управляващите вериги с ниска мощност.
Практическите схеми за изграждане на съвпадаща каскада в различни UPS могат да бъдат разделени на две основни опции:
транзисторна версия, където външни дискретни транзистори се използват като ключове;
версия без транзистор, където изходните транзистори на самия контролен чип VT1, VT2 (в интегрирана версия) се използват като ключове.
В допълнение, друга характеристика, по която могат да бъдат класифицирани съответстващите етапи, е методът за управление на силовите транзистори на полумостов инвертор. Въз основа на тази характеристика всички съвпадащи каскади могат да бъдат разделени на:
каскади с общо управление, където и двата силови транзистора се управляват с помощта на един общ управляващ трансформатор, който има една първична и две вторични намотки;
каскади с отделно управление, където всеки от силовите транзистори се управлява с отделен трансформатор, т.е. Има два управляващи трансформатора в етапа на съгласуване.
Въз основа на двете класификации каскадата за съвпадение може да се извърши по един от четирите начина:
транзистор с общо управление;
транзистор с отделно управление;
без транзистор с общо управление;
без транзистор с отделно управление.
Транзисторните стъпала с отделно управление се използват рядко или изобщо не се използват. Авторите не са имали възможност да срещнат такова въплъщение на съвпадащата каскада. Останалите три варианта са повече или по-малко често срещани.
Във всички варианти комуникацията с мощността се осъществява чрез трансформаторен метод.
В този случай трансформаторът изпълнява две основни функции: усилване на управляващия сигнал по отношение на тока (поради затихване на напрежението) и галванична изолация. Галваничната изолация е необходима, тъй като контролният чип и съгласуващото стъпало са от вторичната страна, а захранващото стъпало е от първичната страна на UPS.
Нека разгледаме работата на всяка от споменатите опции за съвпадение на каскада, като използваме конкретни примери.
В транзисторна схема с общо управление, двутактен трансформаторен предусилвател на мощност на транзистори Q3 и Q4 се използва като съгласуващ етап (фиг. 17).

Фигура 17. Съответстващ етап на импулсно захранване KYP-150W (транзисторна верига с общо управление).

Фигура 18. Реална форма на импулсите на колекторите

Токовете през диодите D7 и D9, протичащи под въздействието на магнитната енергия, съхранявана в ядрото DT, имат формата на затихваща експонента. В сърцевината DT, по време на протичане на токове през диоди D7 и D9, действа променящ се (падащ) магнитен поток, което причинява появата на импулси на ЕМП върху неговите вторични намотки.
Диод D8 елиминира влиянието на съвпадащия етап върху контролния чип чрез общата захранваща шина.
Друг тип транзисторно съгласувателно стъпало с общо управление се използва в импулсно захранване ESAN ESP-1003R (фиг. 19). Първата характеристика на тази опция е, че изходните транзистори VT1, VT2 на микросхемата са включени като емитерни последователи. Изходните сигнали се отстраняват от щифтове 9 и 10 на микросхемата. Резисторите R17, R16 и R15, R14 са емитерни товари съответно на транзистори VT1 и VT2. Същите тези резистори образуват основните разделители за транзистори Q3, Q4, които работят в режим на превключване. Капацитетите C13 и C12 форсират и помагат за ускоряване на процесите на превключване на транзисторите Q3, Q4. Втората характеристика на тази каскада е, че първичната намотка на управляващия трансформатор DT няма изход от средната точка и е свързана между колекторите на транзистори Q3, Q4. Когато изходният транзистор VT1 на управляващия чип се отвори, разделителят R17, R16, който е основата за транзистора Q3, се захранва с напрежение Upom. Следователно токът протича през контролния възел Q3 и той се отваря. Ускоряването на този процес се улеснява от принудителния капацитет C13, който захранва базата Q3 с отключващ ток, който е 2-2,5 пъти по-висок от установената стойност. Резултатът от отварянето на Q3 е, че първичната намотка 1-2 DT е свързана към корпуса със своя щифт 1. Тъй като вторият транзистор Q4 е заключен, през първичната намотка DT започва да тече нарастващ ток по веригата: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - корпус.

Фигура 19. Съответстващ етап на импулсно захранване ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (транзисторна схема с общо управление).

На вторичните намотки 3-4 и 5-6 DT се появяват правоъгълни ЕМП импулси. Посоката на навиване на вторичните намотки DT е различна. Следователно единият от силовите транзистори (не е показан на диаграмата) ще получи отварящ базов импулс, а другият ще получи затварящ импулс. Когато VT1 на контролния чип се затваря рязко, Q3 също затваря рязко след него. Ускоряването на процеса на затваряне се улеснява от принудителния капацитет C13, напрежението от което се прилага към прехода база-емитер Q3 в полярността на затваряне. Тогава "мъртвата зона" продължава, когато и двата изходни транзистора на микросхемата са затворени. След това се отваря изходният транзистор VT2, което означава, че делителят R15, R14, който е основата за втория транзистор Q4, се захранва от напрежение Upom. Следователно Q4 се отваря и първичната намотка 1-2 DT е свързана към корпуса в другия му край (щифт 2), така че нарастващ ток започва да тече през него в посока, обратна на предишния случай по веригата: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "рамка".
Следователно полярността на импулсите на вторичните намотки на DT се променя и вторият мощен транзистор ще получи отварящия импулс, а импулсът на затварящата полярност ще действа на базата на първия. Когато VT2 на управляващия чип се затваря рязко, Q4 също се затваря рязко след него (използвайки принудителния капацитет C12). След това „мъртвата зона” продължава отново, след което процесите се повтарят.
По този начин основната идея зад работата на тази каскада е, че може да се получи променлив магнитен поток в сърцевината DT поради факта, че първичната намотка DT е свързана към корпуса в единия или другия край. Следователно през него протича променлив ток без директен компонент с еднополярно захранване.
В безтранзисторните версии на съгласуващите етапи на UPS изходните транзистори VT1, VT2 на управляващата микросхема се използват като транзистори на съгласуващия етап, както беше отбелязано по-рано. В този случай няма дискретни съвпадащи етапни транзистори.
Използва се безтранзисторна схема с общо управление, например в схемата PS-200V UPS. Изходните транзистори на микросхемата VT1, VT2 се зареждат по колекторите от първичните полунамотки на трансформатора DT (фиг. 20). Захранването се подава към средната точка на първичната намотка DT.

Фигура 20. Съответстващ етап на импулсно захранване PS-200B (без транзисторна схема с общо управление).

Когато транзисторът VT1 се отвори, нарастващ ток протича през този транзистор и полунамотката 1-2 на управляващия трансформатор DT. На вторичните намотки на DT се появяват управляващи импулси, които имат такава полярност, че един от силовите транзистори на инвертора се отваря, а другият се затваря. В края на импулса VT1 рязко се затваря, токът през полунамотка 1-2 DT спира да тече, така че ЕМП на вторичните намотки DT изчезва, което води до затваряне на силовите транзистори. След това „мъртвата зона“ продължава, когато и двата изходни транзистора VT1, VT2 на микросхемата са затворени и през първичната намотка DT не тече ток. След това транзисторът VT2 се отваря и токът, нарастващ с течение на времето, преминава през този транзистор и полунамотка 2-3 DT. Магнитният поток, създаден от този ток в DT сърцевината, има посока, обратна на предишния случай. Следователно, ЕМП с полярност, противоположна на предишния случай, се индуцира върху вторичните намотки DT. В резултат на това вторият транзистор на полумостовия инвертор се отваря, а в основата на първия импулсът има полярност, която го затваря. Когато VT2 на управляващия чип се затвори, токът през него и първичната намотка DT спира. Следователно ЕМП на вторичните намотки DT изчезва и силовите транзистори на инвертора отново се затварят. След това „мъртвата зона” продължава отново, след което процесите се повтарят.
Основната идея на изграждането на тази каскада е, че променлив магнитен поток в сърцевината на управляващия трансформатор може да се получи чрез захранване на средната точка на първичната намотка на този трансформатор. Следователно токове протичат през полунамотките с еднакъв брой навивки в различни посоки. Когато и двата изходни транзистора на микросхемата са затворени ("мъртви зони"), магнитният поток в сърцевината DT е равен на 0. Редуващото се отваряне на транзисторите води до редуваща се поява на магнитен поток в едната или другата полунамотка. Полученият магнитен поток в сърцевината е променлив.
Последната от тези разновидности (без транзисторна схема с отделно управление) се използва например в UPS на компютъра Appis (Перу). В тази схема има два управляващи трансформатора DT1, DT2, чиито първични полунамотки са колекторни товари за изходните транзистори на микросхемата (фиг. 21). В тази схема всеки от двата захранващи ключа се управлява чрез отделен трансформатор. Захранването се подава към колекторите на изходните транзистори на микросхемата от общата шина Upom през средните точки на първичните намотки на управляващите трансформатори DT1, DT2.
Диодите D9, D10 със съответните части на първичните намотки DT1, DT2 образуват вериги за размагнитване на ядрото. Нека разгледаме този въпрос по-подробно.

Фигура 21. Съответстващ етап на импулсно захранване "Appis" (безтранзисторна схема с отделно управление).

Съгласуващото стъпало (фиг. 21) е по същество два независими еднопосочни преобразуватели, тъй като токът на отваряне протича в основата на силовия транзистор по време на отвореното състояние на съгласуващия транзистор, т.е. съвпадащият транзистор и захранващият транзистор, свързан към него чрез трансформатор, са отворени едновременно. В този случай и двата импулсни трансформатора DT1, DT2 работят с постоянен компонент на тока на първичната намотка, т.е. с принудително намагнитване. Ако не се вземат специални мерки за демагнетизиране на сърцевините, те ще влязат в магнитно насищане за няколко периода на работа на преобразувателя, което ще доведе до значително намаляване на индуктивността на първичните намотки и повреда на превключващите транзистори VT1, VT2. Нека разгледаме процесите, протичащи в преобразувателя на транзистора VT1 и трансформатора DT1. Когато транзисторът VT1 се отвори, през него и първичната намотка 1-2 DT1 протича линейно нарастващ ток по веригата: Upom -2-1 DT1 - верига VT1 - „корпус“.
Когато отключващият импулс в основата на VT1 приключи, той рязко се затваря. Токът през намотка 1-2 DT1 спира. Въпреки това, ЕМП на размагнитващата намотка 2-3 DT1 променя полярността и токът на размагнитващата сърцевина DT1 протича през тази намотка и диод D10 през веригата: 2 DT1 - Upom - C9 - „тяло” - D10-3DT1.
Този ток е линейно намаляващ, т.е. производната на магнитния поток през ядрото DT1 променя знака и ядрото се демагнетизира. По този начин, по време на този обратен цикъл, излишната енергия, съхранявана в сърцевината DT1 по време на отвореното състояние на транзистора VT1, се връща към източника (кондензаторът за съхранение C9 на шината Upom се презарежда).
Въпреки това, този вариант за прилагане на съвпадащата каскада е най-малко за предпочитане, т.к и двата трансформатора DT1, DT2 работят с недоизползване в индукция и с постоянен компонент на тока на първичната намотка. Обръщането на намагнитването на сърцевините DT1, DT2 се извършва в частен цикъл, обхващащ само положителни стойности на индукция. Поради това магнитните потоци в ядрата се оказват пулсиращи, т.е. съдържа постоянен компонент. Това води до увеличени параметри на теглото и размерите на трансформаторите DT1, DT2 и в допълнение, в сравнение с други подходящи каскадни опции, тук са необходими два трансформатора вместо един.